簡(jiǎn)化網(wǎng)絡(luò)部署和升級(jí)

為了支持簡(jiǎn)化且經(jīng)濟(jì)的網(wǎng)絡(luò)部署和升級(jí)，OEM都在尋求支持軟件重新配置并可以在多個(gè)類(lèi)似設(shè)計(jì)中重復(fù)使用的射頻卡元件。

由于偶爾需要支持遠(yuǎn)程射頻頭內(nèi)的射頻卡，大多數(shù)射頻卡會(huì)采用一個(gè)基于鏈路到基站的恢復(fù)時(shí)鐘作為輸入時(shí)鐘。這些單輸入時(shí)鐘的質(zhì)量很差，可能需要清理明顯的抖動(dòng)，為的是有效生成射頻卡上的其他時(shí)鐘。

因此，射頻卡時(shí)鐘樹(shù)的核心必須是一個(gè)具有可編程輸出頻率的抖動(dòng)衰減器。本文的其余部分將討論性能屬性和需要這些性能屬性的原因，以及其他時(shí)鐘樹(shù)要求。

射頻卡架構(gòu)注意事項(xiàng)

當(dāng)今，大多數(shù)基站射頻卡設(shè)計(jì)執(zhí)行的許多操作都需要在數(shù)字域中建立或終止LTE或多載波GSM等協(xié)議信號(hào)。這是處理錯(cuò)誤校正、信道映射和數(shù)字分割I(lǐng)、Q數(shù)據(jù)流的更簡(jiǎn)單方法。這種復(fù)合信號(hào)的復(fù)雜數(shù)據(jù)流還需要在發(fā)送和接收兩個(gè)方向進(jìn)行非常小心的濾波/信號(hào)處理。在數(shù)字域這樣做可以避免像精密元件值匹配的代價(jià)。

盡管數(shù)字操作多種多樣，在某些時(shí)候信號(hào)必須調(diào)制成一個(gè)載波，它可以在824MHz～2.62GHz范圍內(nèi)并以模擬信號(hào)傳輸。大多數(shù)基站架構(gòu)的地址多信道協(xié)議包括LTE、WiMax和多載波GSM使用的單級(jí)模擬轉(zhuǎn)換方法，如圖1所示。

圖1 典型的LTE射頻卡架構(gòu)

在發(fā)送端，除第一次調(diào)制外，各子載波都合并成一個(gè)數(shù)字流。這個(gè)基帶信號(hào)隨后由DAC轉(zhuǎn)換為移相偏移模擬I、Q數(shù)據(jù)流，然后通過(guò)正交模擬混頻器向上轉(zhuǎn)換為傳輸頻率?？勺兒凸潭ㄔ鲆娣糯笃饕约半p工濾波器用于將有用信號(hào)沿著路徑提高到其傳輸頻段的所需強(qiáng)度，而只增加了少量噪聲及失真，同時(shí)最大限度減少了傳輸頻段以外的能量，以防止對(duì)其他射頻信道的干擾。

在接收端，射頻信號(hào)通常經(jīng)過(guò)放大、濾波，然后通過(guò)一個(gè)混頻器轉(zhuǎn)換為75～250MHz范圍的較低中頻（IF），在該范圍內(nèi)射頻信號(hào)通過(guò)一個(gè)可變數(shù)量、經(jīng)過(guò)濾波并最后由一個(gè)流水線(xiàn)ADC根據(jù)奈奎斯特準(zhǔn)則采樣進(jìn)一步放大。然后，在數(shù)字域中處理子載波的下變頻和解調(diào)。接收器的目標(biāo)是在ADC獲得最小附加噪聲和互調(diào)失真之前，完成這個(gè)信號(hào)調(diào)理，同時(shí)避免超過(guò)ADC的最大范圍。

射頻卡架構(gòu)師更愿意盡可能地集成時(shí)鐘樹(shù)。不僅是上述理由，而是由于每個(gè)時(shí)鐘樹(shù)元件都有自己的抖動(dòng)貢獻(xiàn)，它可以推動(dòng)時(shí)鐘信號(hào)超出規(guī)范。有了這種集成，不僅可產(chǎn)生射頻與中頻調(diào)制時(shí)鐘，而且可以產(chǎn)生ADC和DAC的采樣時(shí)鐘及其他數(shù)字元件時(shí)鐘，如CPU、ASIC和FPGA。

與涉及射頻信號(hào)路徑的時(shí)鐘相比，這些數(shù)字元件的時(shí)鐘通常有更寬泛的規(guī)格；周期抖動(dòng)是最常見(jiàn)的主要問(wèn)題。當(dāng)隨著這些更敏感的時(shí)鐘在同一個(gè)芯片上生成這些時(shí)鐘時(shí)，會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)問(wèn)題。首先，數(shù)字時(shí)鐘信號(hào)很少是射頻卡輸入時(shí)鐘信號(hào)的整倍數(shù)，所以必須利用分?jǐn)?shù)反饋或小數(shù)輸出分頻技術(shù)來(lái)生成。然而，這兩種技術(shù)要在時(shí)鐘芯片內(nèi)和時(shí)鐘輸出上引入明顯的寄生含量。其次，數(shù)字時(shí)鐘芯片（或生成時(shí)產(chǎn)生的任何寄生含量）降至接近射頻、中頻或采樣頻率無(wú)法輕易過(guò)濾掉，所以必須加以避免。這些響應(yīng)區(qū)域以外的頻率分量可能降低信噪比，無(wú)論是否作為寬帶噪聲（如果沒(méi)有濾波）還是通過(guò)混疊進(jìn)入臨界頻率范圍都是如此。

混頻器、ADC和DAC的頻率影響

混頻器是一種用來(lái)將高頻率信號(hào)與低頻率信號(hào)相互轉(zhuǎn)換的模擬元件。在大多數(shù)基站射頻卡設(shè)計(jì)中，混頻器是將信號(hào)從射頻轉(zhuǎn)換到中頻或從基帶轉(zhuǎn)換到射頻。時(shí)鐘樹(shù)設(shè)計(jì)關(guān)注的主要問(wèn)題是頻率混疊問(wèn)題。當(dāng)多個(gè)頻率通過(guò)一個(gè)非線(xiàn)性器件時(shí)，這些頻率會(huì)互相影響。這些相互作用被稱(chēng)為互調(diào)積。混頻器的功能是獲得兩個(gè)輸入頻率并生成一個(gè)輸出頻率，要么是兩個(gè)頻率的和（上轉(zhuǎn)換），要么是兩個(gè)頻率的（降頻）差。

現(xiàn)今的射頻卡旨在恢復(fù)多載波性質(zhì)的信號(hào)。因此，理想的信號(hào)不是單音頻線(xiàn)的有用信號(hào)，而是包含全系列的音頻線(xiàn)，它均勻分布在整個(gè)響應(yīng)頻段。這些線(xiàn)代表被恢復(fù)的各個(gè)信道。不幸的是，因?yàn)檫@個(gè)多載波信號(hào)貫穿于混頻器等非線(xiàn)性元件，這里的每個(gè)信道都將彼此互調(diào)。信道的整齊間隔將導(dǎo)致奇數(shù)階積幾乎完全落在被恢復(fù)的信道頂部。放在混頻器前的濾波器將用于減弱噪聲，這將有助于實(shí)現(xiàn)偶數(shù)階積。放在混頻器后的濾波器將消除下降到響應(yīng)頻段以外的互調(diào)積，但對(duì)于帶內(nèi)奇數(shù)階積什么事也做不了，因?yàn)樗鼈兿陆档眠^(guò)于接近有用信號(hào)。

雖然放在混頻器后的帶通濾波器可以省去不想要的潔音線(xiàn)，這還算不錯(cuò)，但采樣時(shí)鐘的任何抖動(dòng)都會(huì)將潔音線(xiàn)轉(zhuǎn)入一個(gè)邊緣（skirt），如圖2所示。來(lái)自每個(gè)不受歡迎積的邊緣的尾巴將對(duì)濾波器通帶內(nèi)有一定的影響，這稱(chēng)為寬帶噪聲?；祛l器產(chǎn)生的任何時(shí)鐘（或ADC或DAC）必須有一個(gè)極低的噪聲層，以減少其寬帶噪聲。

圖2 相互混頻的效果

不需要的信號(hào)被稱(chēng)為“干擾”或“阻斷（blocker）”，進(jìn)入混頻器的輸入將對(duì)時(shí)鐘信號(hào)的規(guī)格產(chǎn)生影響。它們可能包含通過(guò)天線(xiàn)接收的其他信號(hào)，或耦合進(jìn)入接收信號(hào)路徑的系統(tǒng)內(nèi)部信號(hào)。雖然可將有用信號(hào)從廣泛頻率中分離出來(lái)的“阻斷”可通過(guò)預(yù)濾波器得到明顯抑制，但接近有用信號(hào)的頻率仍會(huì)通過(guò)。此外，在像LTE這樣的協(xié)議中，有用信號(hào)具有較低的平均功率，即使是通過(guò)濾波器來(lái)衰減“阻斷”，可能仍然含有足夠的能量與有用信號(hào)競(jìng)爭(zhēng)。

這種就是進(jìn)入混頻器的時(shí)鐘相位噪聲邊緣必須盡可能“窄”的原因?！白钄唷鄙舷嗷セ祛l的相位噪聲的傳播必須保持在最低限度。射頻卡設(shè)計(jì)的主要挑戰(zhàn)之一是選擇卡的頻率，著眼于最大限度地從有用信號(hào)的頻率中分離“阻斷”及其互調(diào)積。

ADC抖動(dòng)的其他影響

由于ADC是采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)，而不是完全線(xiàn)性的轉(zhuǎn)換，在有用輸入信號(hào)、不需要的（“阻斷”）信號(hào)和采樣時(shí)鐘之間，它們也將受到互調(diào)積所有相同的影響。
然而，還有另一種推動(dòng)ADC采樣時(shí)鐘規(guī)格的影響。這就是孔徑抖動(dòng)效果，如圖3所示。

圖3 ADC的孔徑抖動(dòng)

其基本概念是，任何時(shí)間不確定性的采樣都可以通過(guò)三角法轉(zhuǎn)換成該采樣振幅的不確定性。振幅的不確定性可導(dǎo)致ADC信噪比的下降。一旦已知了輸入信號(hào)的頻率，RMS抖動(dòng)目標(biāo)可確定為ADC的理想信噪比。一旦達(dá)到目標(biāo)，ADC內(nèi)的時(shí)鐘樹(shù)固有抖動(dòng)即可分解出來(lái)，以確定采樣時(shí)鐘的目標(biāo)RMS抖動(dòng)規(guī)格。

時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)DAC的影響

用于發(fā)送路徑的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)把一個(gè)數(shù)字表示的基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為一個(gè)模擬表示的基帶信號(hào)，以便隨后轉(zhuǎn)換為RF頻率，并放大到所需的發(fā)射功率。射頻卡設(shè)計(jì)師將關(guān)注固定卡的頻率規(guī)劃，以確保DAC的采樣頻率不會(huì)與接收卡端的臨界頻段重疊。這很重要，因?yàn)镈AC受到來(lái)自?xún)蓚€(gè)潛在機(jī)制的頻率生成圖像的影響。

第一種機(jī)制與ADC和混頻器中發(fā)生的情況相同，采樣時(shí)鐘的卷積(fLO)和輸入信號(hào)(fIN) 產(chǎn)生的頻率都在N·fLO+M·fIN。此卷積結(jié)果來(lái)自于轉(zhuǎn)換器的非線(xiàn)性。對(duì)采樣時(shí)鐘抖動(dòng)有關(guān)要求的影響與ADC類(lèi)似。

第二個(gè)機(jī)制是大多數(shù)DAC工作方式中不可避免的結(jié)果。如圖4所示，在每個(gè)采樣時(shí)鐘沿，DAC的輸出將很快切換到一個(gè)新的電壓等級(jí)以代表數(shù)字采樣值。此值將保持到下一次采樣的時(shí)鐘沿。輸出僅匹配每一次采樣時(shí)鐘的所需波形。

圖4 DAC輸出與理想輸出的比較
（在之前重建濾波器）

這將導(dǎo)致引入誤差能量。此外，大多數(shù)DAC都將受到某種時(shí)鐘饋通的影響，導(dǎo)致N·fLO進(jìn)一步出現(xiàn)尖峰。為此，采樣時(shí)鐘頻率往往會(huì)大大高于奈奎斯特的要求，這樣饋通尖峰就遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了響應(yīng)頻率，因此可以很容易地濾波。

DAC輸出波形將通過(guò)模擬重建濾波器盡可能多地消除這類(lèi)不必要的頻率。如果時(shí)鐘抖動(dòng)和相位噪聲邊緣可以很好地控制，濾波器的設(shè)計(jì)將更加容易，實(shí)現(xiàn)成本也較低。除了采樣時(shí)鐘在特定偏移條件下的具體位噪聲水平要求，還有一個(gè)頻率范圍內(nèi)集成RMS抖動(dòng)的規(guī)范。這是由于時(shí)鐘抖動(dòng)造成理想輸出波形的畸變。這將降低DAC的總諧波失真（THD）或信噪加失真比（SINAD）；必須保持在規(guī)范以?xún)?nèi)，以防止降低射頻卡的誤差矢量幅度（EVM）。在發(fā)送端，較低的時(shí)鐘抖動(dòng)可直接讓EVM更好，或用來(lái)放寬波峰因數(shù)/峰均功率比降低電路的設(shè)計(jì)限制。

射頻卡內(nèi)的相位調(diào)整要求

除了基本的語(yǔ)音和數(shù)據(jù)傳輸服務(wù)，許多移動(dòng)用戶(hù)還需要其他服務(wù)。例如，利用一組信號(hào)發(fā)射塔通過(guò)三角法實(shí)現(xiàn)用戶(hù)的精確定位。當(dāng)所有天線(xiàn)在彼此發(fā)射和接收相位校準(zhǔn)信號(hào)時(shí)，通過(guò)射頻三角法可以實(shí)現(xiàn)最佳的精確定位。一些這樣的服務(wù)需要獨(dú)立的基站在其之間以少于50ns的速度運(yùn)行。一個(gè)射頻卡的預(yù)算在于：相對(duì)于同一系統(tǒng)中的其他無(wú)線(xiàn)卡，它可能引入多少相差異。這就是每個(gè)射頻卡利用一個(gè)內(nèi)部時(shí)鐘輸入信號(hào)生成其內(nèi)部所有頻率的另一個(gè)原因。它可確?？ㄉ纤袝r(shí)鐘的相位校準(zhǔn)至少有一個(gè)共同的出發(fā)點(diǎn)。

總結(jié)

射頻卡需要利用一個(gè)往往有噪聲的輸入時(shí)鐘生成各種時(shí)鐘。這些輸出時(shí)鐘當(dāng)中很少與輸入時(shí)鐘是整數(shù)關(guān)系。所有時(shí)鐘必須注意其總噪聲數(shù)量，以防止噪聲耦合到關(guān)鍵電路。專(zhuān)門(mén)針對(duì)混頻功能的時(shí)鐘包括ADC和DAC，對(duì)RMS抖動(dòng)以及噪聲邊緣都有嚴(yán)格的規(guī)范，以避免射頻信號(hào)路徑中產(chǎn)生阻斷信號(hào)。