Hspice 是事實上的Spice 工業(yè)標準仿真軟件，在業(yè)內(nèi)應(yīng)用最為廣泛，它具有精度高、仿真功能強大等特點。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個模型， 不適合初級用戶。

在Hspice 仿真主文件test.sp 對完整參考平面(test1)、GND1 平面開槽(test3)、GND2平面開槽(test4)、GND1 和GND2 平面均開槽(test5)四種模型定義同一的源。進行時域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內(nèi)容如下：

*定義偽隨機碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫

.include ./TMUX_MID3_test1_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test3_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test4_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= (TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)

et2 t2 0 Vol= ((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)

et3 t3 0 Vol= ((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)

et4 t4 0 Vol= ((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice 對主文件test.sp 進行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實際眼圖效果。

圖28 四種情況在Hspice 下進行時域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實際情況，利用Spice explorer 工具來看test.tr0 文件。如下圖：

圖29四種情況在Hspice 下進行時域分析的眼圖比較

如圖29,進行時域分析和S 參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1 對信號質(zhì)量影響大，開槽參考平面GND2 對信號質(zhì)量影響小。

開槽對于奇模方式幾乎沒有什么影響，由于奇模情況下的兩個導(dǎo)體之間存在一個虛擬的地。

當奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的 地參考回路，在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。對于差分信號跨越開槽不能簡單的說：差分信號彼此間 可以提供回流路徑，所以跨越參考平面開槽影響不大，這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對于跨越開槽間隙只能說對奇模傳輸方式幾乎沒有影響，但耦模傳輸方式的影響如同單端信號所受的影響。

建議：

盡管兩根差分信號的奇模傳輸方式可以互為回流路徑，跨開槽間隙對耦模傳輸方式會割斷信號耦模傳輸?shù)幕亓?，同時跨分割部分的傳輸線會因為缺少參考平面 而導(dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時延不一樣，若采用差分信令的差分對因為某些原 因不對稱或不平衡，這些因素都會導(dǎo)致信號出現(xiàn)抖動。不要認為差分信號相互提供互為回路路徑，即使跨越分割也不會對信號傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號跨開槽間 隙要慎重，根據(jù)實際情況仿真來確定開槽間隙對信號完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號，也同樣適用于差分信號。

對于非理想回路來說，另一個影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘栕呔€之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機理是源于溝壑本身：能量被耦合到開槽里，然后通過 開槽線(slotline)的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線，在這種模式下，開槽兩邊的導(dǎo)體之間會形成場。由驅(qū)動的角度來看，回路的不連續(xù)可 以看作是串聯(lián)了一個電感。如果回路繞過的距離比較小，那么由于感性濾波的作用，信號的上升沿會有一定的衰僐;而如果回路繞過的距離比較大，那么信號的上升 沿將會出現(xiàn)臺階現(xiàn)象。需要注意的是，在處理高速信號的時候，永遠不要讓兩根或以上的走線同時跨越參考平面的溝壑，盡可能保證信號走線下面的參考平面的連續(xù) 性。有時候跨溝現(xiàn)象是不可避免的，比如在有些設(shè)計中，走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過孔反焊盤(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號跨溝是不可避免的，那么在跨溝處信號線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響，因為這 些電容可以為信號的回路供了一個交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長度，但是實際上往往是不可能在總線的每根走線之間 都放置這樣的電容。通過分析了信號走線跨越地平面溝壑的情況，可以得出一些關(guān)于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

● 非理想回路將慮掉信號中的一些高頻分量，從而延緩了信號的邊沿速率。

● 如果回路的繞過的路徑較長，這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI 的問題。

● 非理想回路增加了回路的面積，繼而產(chǎn)生一些EMI 問題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號之間的耦合系數(shù)。

那么，在PCB 設(shè)計時，信號回流和跨分割的處理：

1.根據(jù)上面分析可以知道，輻射強度是和回路面積成正比的，就是說回流需要走的路徑越長，形成的環(huán)越大，它對外輻射的干擾也越大，所以，PCB 布板的時候要盡可能僐小電源回路和信號回路面積。

2. 對于一個高速信號來說，提供好的信號回流可以保證它的信號質(zhì)量，這是因為PCB 上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計算的，如果高速線附近有連續(xù)的地平面，這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù)，如果有某段線附近沒有了地參考， 這樣阻抗就會發(fā)生變化，不連續(xù)的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以布線的時候要把高速線分配到靠近地平面的層，或者高速線旁邊并行走一兩條地線，起到屏 蔽和就近提供回流的功能。

3.布線時盡量不要跨電源分割，因為信號跨越了不同的電源層后，它的回流途徑就會變長，容易受到干擾。當然，不是所有的信號都不能跨越分割，對于低速信號是可以的，因為產(chǎn)生的干擾相比信號可以不予關(guān)心。對于高速信號就要嚴格些，盡量不要跨越。