在通信領域，隨著中頻（IF）頻率越來越高，了解輸入阻抗如何隨頻率而變化變得日益重要。本文解釋了為什么ADC輸入阻抗隨頻率而變化，以及為什么這是個電路設計難題；然后比較了確定輸入阻抗的兩種方法：利用網絡分析儀測量法和利用數(shù)學分析方法計算法。本文還介紹了正確使用網絡分析儀的過程，并且提供了一個數(shù)學模型，其計算結果與實際測量結果非常接近。

　　利用高速ADC進行設計時，常常要考慮這樣的問題：“ADC的模擬輸入阻抗與頻率有何關系？”數(shù)據手冊只給出對應一個頻點的阻抗。如果要處理100 MHz以上的IF，那輸入阻抗是多少？輸入阻抗是隨頻率變化還是保持不變？

　　考慮在信號鏈中使用任何新器件時，輸入/輸出阻抗通常是讓所需的信號鏈各模塊配合得當?shù)闹匾?guī)范。對于高速轉換器，這一規(guī)范已變得非常重要，因為設計（特別是通信基礎設施中的那些設計）已將IF從20MHz基帶提高到200MHz以上（如果采樣速率為122.88MHz，則處在第4奈奎斯特區(qū)），并且還在不斷升高。

　　2000年以前，一般“認為”在基帶頻率，其阻抗很高，達數(shù)千歐姆，現(xiàn)在仍然如此。然而，隨著設計的IF頻率越來越高，時不時會冒出實際阻抗是多少、以及它是否隨頻率而變化等問題。通常，數(shù)據手冊將差分輸入阻抗規(guī)定為一個簡單的RC并聯(lián)組合。然而，并不是所有ADC數(shù)據手冊都闡明了它的真實含義。

　　“有緩沖”或“無緩沖”

　　考慮輸入阻抗的影響時，設計人員一般可以在兩類高速ADC之間選擇：有緩沖和無緩沖（即采用開關電容）。雖然有許多不同的轉換器拓撲結構可供選擇，但本文討論的應用僅涉及流水線架構。

　　常用的CMOS開關電容ADC無內部輸入緩沖器。因此，其功耗遠低于緩沖型ADC。外部前端直接連接到ADC的內部開關電容采樣保持（SHA）電路，這帶來兩個問題。

　　第一，當ADC在采樣與保持兩種模式之間切換時，其輸入阻抗會隨頻率和模式而變化。第二，來自內部采樣電容和網絡的電荷注入會將少量信號（與高頻成分混合，如圖1所示）反射回前端電路和輸入信號，這可能導致與轉換器模擬輸入端相連的元件（有源或無源）發(fā)生建立（settling）錯誤。

　　圖1：此圖反映了內部采樣電容的時域電荷注入（單端）與頻域電荷注入的對比關系。

　　通常，當頻率較低時（《100MHz），這類轉換器的輸入阻抗非常高（數(shù)千Ω左右）；當頻率高于200MHz時，差分輸入阻抗跌落至大約200Ω。輸入阻抗的虛部（即容性部分）也是如此，低頻時的容抗相當高，高頻時逐漸變小到大約1-2pF。“匹配”這種輸入結構是個極具挑戰(zhàn)性的設計問題，特別是當頻率高于100MHz時。

　　輸入端采用差分結構很重要，尤其是對于頻域設計。差分前端設計能夠更好地對電荷注入進行共模抑制，并且有助于設計。

　　采用帶輸入緩沖的轉換器更便于設計。但不利的一面是這類轉換器的功耗更高，因為緩沖器必須設計得具有高線性和低噪聲特性。輸入阻抗通常規(guī)定為固定的差分R||C阻抗。它由一個晶體管級進行緩沖，該級以低阻抗驅動轉換過程，因此顯著減小了電荷注入尖峰和開關瞬變。

　　與開關電容型ADC不同，輸入終端在轉換過程的采樣和保持階段幾乎無變化。因此，相比于無緩沖型ADC，其驅動電路的設計容易得多。圖2為緩沖型和無緩沖型ADC的內部采樣保持電路的結構簡圖。

　　圖2： 所示是無緩沖（a）和有緩沖（b）高速流水線ADC采樣和保持電路的比較。

　　轉換器的選擇可能很難，但如今的大部分設計都力求更低功耗，因此設計人員往往采用無緩沖型轉換器。如果線性指標比功耗更重要，則通常選用緩沖型轉換器。應當注意，無論選擇何種轉換器，應用的頻率越高，則前端設計就越困難。單靠選擇緩沖型轉換器并不能解決所有問題。不過在某些情況下，它可能會降低設計復雜性。
轉換器輸入阻抗計算：測量方法

　　表面上，這似乎非常棘手，但其實有多種方法可以測量轉換器的阻抗。技巧在于利用網絡分析儀來完成大部分瑣碎工作，不過這種設備可能價格不菲。其優(yōu)點是，當今的網絡分析儀能夠實現(xiàn)許多功能，像跡線計算和去嵌入等；對于阻抗轉換等任務，它可以直接給出答案，而不需要使用外部軟件。

　　測量轉換器的阻抗需要兩塊電路板、一臺網絡分析儀和一點“入侵”知識。第一塊板焊接有ADC/DUT（待測器件），還焊接了其它元件以提供偏置和時鐘（圖3a）。第二塊高速ADC評估板去除了前端電路，僅留連至轉換器模擬輸入引腳的走線（圖3b）。

　　圖3： ADC的阻抗測量需要一塊ADC評估板（a）且要將（a）中的前端去掉以用于測量（b）。

　　第二塊板除去了拆掉的前端電路的任何走線寄生效應。為此，必須使用與圖3b所示一模一樣但沒焊裝器件的電路裸板（圖4a）。然后切割該裸板，只剩下前端電路走線進入ADC的模擬輸入引腳的那部分（圖4b）。

　　圖4： 為去掉被剝離的前端電路的導線寄生效應，應使用圖3b所示的未焊件裸板（a）。該板的一個剪切版只允許前端電路導線連接到ADC的模擬輸入引腳（b）。

　　需要在轉換器的引腳處安裝一個連接器（通常會有足夠的銅來完成這一任務）。在此階段可發(fā)揮創(chuàng)造性以保證該連接器的牢固連接。通常，ADC的裸露焊盤（epad）可用于實現(xiàn)轉換器本身到地的連接。假設前端電路的兩條差分走線相等且對稱，那么只需要使用其中的一條走線。該板用于實現(xiàn)“通過”測量，最后將從焊有器件電路板的測量結果中減去前一測量結果。

　　下一步是對剪切后的小裸板（圖4b所示的第二塊板）實施“通過”測量，以測量S21（圖5）。這個文件（應以touchstone格式或？.S2P文件形式保存）將成為去嵌入文件，用以從焊有器件的板中剔除所有走線寄生效應。

　　圖5： 圖4b所示剪切板的去掉前端電路后的導線阻抗。

　　然后只需以差分配置將焊件板（圖3b所示的第一塊板）連接到網絡分析儀。應為該板提供電源和時鐘，以確保能捕捉到測量過程中轉換器內部前端設計的任何寄生變化。

　　焊件板“上電”后，轉換器看起來像是在典型應用中。在此測量中，將先前在切割裸板的各端口（各模擬輸入走線）上測得的板寄生效應（圖6）去掉。最終將從當前ADC測量結果中減去板寄生效應，僅在圖中顯示封裝和內部前端阻抗（圖7）。

　　圖6： 這條曲線說明了沒去掉前端電路寄生效應的ADC阻抗。

　　圖7： 這條曲線說明了去掉前端電路寄生效應的ADC的阻抗。
轉換器輸入阻抗計算：數(shù)學方法

　　現(xiàn)在我們通過數(shù)學方法分析一下，看花在實驗室測量上的時間是否值得。可對任何轉換器的內部輸入阻抗實施建模（圖8）。該網絡是表述跟蹤模式下（即采樣時）輸入網絡交流性能的一個良好模型。

　　圖8： 跟蹤模式（實施采樣時）下，ADC內部輸入網絡的AC性能。

　　ADC internal input Z：ADC內部輸入阻抗

　　通常，任何數(shù)據手冊都會給出某種形式的靜態(tài)差分輸入阻抗、以及通過仿真獲得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常簡單，目的是求出高度近似值并簡化數(shù)學計算。否則，如果等效阻抗模型還包括采樣時鐘速率和占空比，那么很小的阻抗變化就可能使數(shù)學計算變得異常困難。

　　還應注意，這些值是ADC內部電路在跟蹤模式下采樣過程（即對信號進行實際采樣）中的反映。在保持模式下，采樣開關斷開，輸入前端電路與內部采樣處理或緩沖器隔離。

　　推導該簡單模型（圖8）并求解實部和虛部：

　　Z0 = R， Z1 = 1/s • C， s = j • 2 • π • f， f = frequency

　　ZTOTAL = 1/（1/Z0 + 1/Z1） = 1/（1/R + s • C） = 1/（（1 + s • R • C）/R）） = R/（1 + s • R • C）

　　代換s并乘以共軛復數(shù)：

　　ZTOTAL = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） • （（1 – j • 2 • π • f • R • C）/（1 – j • 2 • π • f • R • C）） = （R –j • 2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

　　求出“實部”（Real）和“虛部”（Imag）：

　　ZTOTAL = Real + j • Imag = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） + j • （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + 2 • π • f • R • C）2）

　　Real = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） Imag = （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

　　這一數(shù)學模型與跟蹤模式下的交流仿真非常吻合（圖9和圖10）。這個簡單模型的主要誤差源是阻抗在高頻時的建立水平。注意，這些值一般是通過一系列仿真得出的，相當準確。

　　圖9： 顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“實部”部分，它比較了經測量、數(shù)學和仿真方法得到的結果。

　　圖10： 顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“虛部”部分，它比較了經測量、數(shù)學和仿真方法得到的結果。

　　現(xiàn)在討論圖9和圖10所示的測量結果。所有三條曲線并不完全重合，但很接近，這是因為某些測量誤差總是存在的，而且仿真可能并未考慮到轉換器的所有封裝寄生效應。因此，一定程度的不一致是正常的。盡管如此，這些曲線在形狀和輪廓方面都很相似，相當近似地給出了轉換器的阻抗特性。

　　注意，網絡分析儀只能在其特征阻抗標準乘/除10倍的范圍內提供可信的測量結果。如果網絡分析儀的特征阻抗為50Ω，那么只能在5Ω到500Ω的范圍內實現(xiàn)令人滿意的測量。這也是數(shù)據手冊中更愿意列出簡單R||C值的原因之一。

　　ADC輸入阻抗總結

　　了解轉換器阻抗是信號鏈設計的一個重要內容?？傊?，若非真正需要，為什么要浪費大筆資金去購買昂貴的測試設備，或者費力去測量阻抗？不如使用數(shù)據手冊提供的RC并聯(lián)組合阻抗并稍加簡單計算，這種獲取轉換器阻抗曲線的方法更快捷、更輕松。

　　還應注意，工藝電阻容差可高達±20%。即使費盡辛苦去測量任何器件的輸入或輸出阻抗，也只能獲取一個數(shù)據點（當然，除非測量多個批次的許多器件隨溫度和電源電壓變化的情況）。請使用數(shù)據手冊中的仿真R||C值，它提供了關于特征阻抗與頻率關系的足夠信息，由此可以設計出正常工作的信號鏈。