安森美半導(dǎo)體16 W xDSL調(diào)制解調(diào)器AC-DC適配器參考設(shè)計
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家庭和辦公應(yīng)用中的xDSL調(diào)制解調(diào)器通常采用外部交流-直流(AC-DC)適配器供電。從大多數(shù)人的使用習(xí)慣來看，這些適配器一直插在電源插座上，持續(xù)從交流主電源消耗著電能。據(jù)估計，通過適配器的電能中有高達25%是在待機(空載)時消耗的。基于這個原因，AC-DC適配器在設(shè)計之初就必須考慮到在待機模式下要保持極低的能耗。
除了待機能耗要盡可能地低，AC-DC適配器的工作效率必須非常高。由于電子設(shè)備工作時的能耗畢竟占據(jù)著更高比例(約75%)，較高的工作效率能夠幫助節(jié)省電能。有鑒于此，世界各地的規(guī)范機構(gòu)不斷發(fā)布與實施針對外部電源(EPS)在工作及待機時的能效要求，如表1所示。
表1：針對外部電源的一些主要能效規(guī)范。
調(diào)制解調(diào)器AC-DC適配器設(shè)計規(guī)范要求
對于調(diào)制解調(diào)器原始設(shè)備制造商(OEM)，AC-DC適配器已經(jīng)成為大宗商用產(chǎn)品。因此，他們強制要求符合嚴(yán)苛的規(guī)范，同時還要求低成本。對于AC-DC適配器而言，關(guān)鍵的性能指標(biāo)包括三項，分別是：功率密度(受封裝尺寸要求驅(qū)動)、安全性和低外殼溫度。安森美半導(dǎo)體的調(diào)制解調(diào)器AC-DC適配器參考設(shè)計的規(guī)范要求如下：
輸入：90-270 Vac，50/60 Hz
輸出：1.3 A持續(xù)電流時12 Vdc±5%(功率為16 W)；1.6 A浪涌電流達10 s
穩(wěn)壓：結(jié)合線路和負載條件下<2%
輸出紋波：低于200 mV p/p
穩(wěn)流：結(jié)合線路和負載條件下<10%
平均能效：≥0.09 * Ln (16) + 0.49 = 74%(符合“能源之星”外部電源1.1版要求)
待機(空載)能耗：≤0.3 W
工作溫度：0至50℃
冷卻方式：對流
輸入保護：采用1 A熔絲提供8 Ω浪涌限制
輸出保護：過流保護、過壓保護和過溫保護
遵從的安全標(biāo)準(zhǔn)：3 kV I/O隔離
遵從的EMI標(biāo)準(zhǔn)：FCC Part 15 conducted EMI (Level B, average profile)
電路工作原理
圖1所示的是這AC-DC適配器的電路原理圖。從圖中可以看出，這適配器電源是基于反激轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)而設(shè)計，采用了簡單的齊納器件，再加上光電耦合器反饋電路用于輸出電壓感測和穩(wěn)壓。交流輸入通過D1至D4的4個二極管進行全波整流，并通過電容C3和C4進行濾波，為反激轉(zhuǎn)換器段提供直流“bulk”總線。電阻R1在導(dǎo)通時提供浪涌電流限制功能，而電容C1、C2和電感L1、L2構(gòu)成了針對導(dǎo)電電磁干擾(EMI)的共模及差模濾波。
電路工作原理
圖1所示的是這AC-DC適配器的電路原理圖。從圖中可以看出，這適配器電源是基于反激轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)而設(shè)計，采用了簡單的齊納器件，再加上光電耦合器反饋電路用于輸出電壓感測和穩(wěn)壓。交流輸入通過D1至D4的4個二極管進行全波整流，并通過電容C3和C4進行濾波，為反激轉(zhuǎn)換器段提供直流“bulk”總線。電阻R1在導(dǎo)通時提供浪涌電流限制功能，而電容C1、C2和電感L1、L2構(gòu)成了針對導(dǎo)電電磁干擾(EMI)的共模及差模濾波。
圖1：安森美半導(dǎo)體16 W Modem AC-DC適配器參考設(shè)計的電路原理圖。
其中的反激轉(zhuǎn)換器由NCP1027控制器(含集成的MOSFET U1)、反激變壓器T1以及二極管D6、電容C6和C7等次級輸出整流/濾波部分組成。T1上的輔助繞組及R15、D7、C10、R9和C9等相關(guān)元件為這控制芯片提供工作偏置(VCC)，并在電源短路時容許低輸出功率，及在空載條件下容許極低待機能耗。由于輔助繞組產(chǎn)生的電壓會追蹤主輸出電壓，這電壓還會在發(fā)生反饋環(huán)路開路時用于感測過壓條件。
其中的反激轉(zhuǎn)換器由NCP1027控制器(含集成的MOSFET U1)、反激變壓器T1以及二極管D6、電容C6和C7等次級輸出整流/濾波部分組成。T1上的輔助繞組及R15、D7、C10、R9和C9等相關(guān)元件為這控制芯片提供工作偏置(VCC)，并在電源短路時容許低輸出功率，及在空載條件下容許極低待機能耗。由于輔助繞組產(chǎn)生的電壓會追蹤主輸出電壓，這電壓還會在發(fā)生反饋環(huán)路開路時用于感測過壓條件。
過壓保護(OVP)啟動(trip)電平能夠通過輔助繞組的匝數(shù)和電阻R9的值來調(diào)節(jié)。主次級電壓通過肖特基二極管D6來整流，并通過主輸出電容C6和C7濾波至相對平常的直流電平。電容C12為輸出提供額外的高頻噪聲濾波功能。由R2、R3、C5和D5組成的電阻電容二極管(RCD)緩沖器用于對T1初級泄漏電感導(dǎo)致的電壓尖峰進行鉗位。這緩沖器網(wǎng)絡(luò)限制峰值電壓及降低潛在的EMI放射問題，從而防止?jié)撛诘腗OSFET漏極損傷(引腳5)。
圖2：可替代RCD緩沖器電路的非耗散型諧振緩沖器電路
除了上述RCD緩沖器電路，還有一種可替代的非耗散性諧振緩沖器電路，如圖2所示。根據(jù)變壓器設(shè)計的屬性及相關(guān)的寄生參數(shù)，這種緩沖器還可以將電路效率提升幾個百分點。隨著電源輸出電壓和/或功率電平的降低——取決于具體需求，這種能效的提升可能對于符合“能源之星”能效要求至關(guān)重要。這非耗散性緩沖器電路采用了由Lr和Cr組成的諧振儲能(tank)電路，這諧振儲能電路實質(zhì)上充當(dāng)電抗型(reactive)電荷泵，將變壓器的漏電抗能量返回至(C4上的)輸入總線而非在電阻上將其泄放掉。這可以通過由額外快速恢復(fù)二極管和小型1.5 mH電感Lr實現(xiàn)，但會增加些許成本。
回到圖1。輸出電壓穩(wěn)壓是通過由Z1、R5、R6、R7和光耦合器U2等元件組合實現(xiàn)的。當(dāng)輸出電壓增加至約12 V時，齊納器件Z1導(dǎo)電，當(dāng)有足夠的電流流進R7從而產(chǎn)生導(dǎo)通光耦二極管所需的0.9 V電壓時，電壓反饋環(huán)路關(guān)閉，輸出將被穩(wěn)壓。電阻R7的使用迫使齊納電流成為器件電壓/電流(V/I)曲線的穩(wěn)定部分，使得輸出電壓的溫度效應(yīng)得以最小化。輸出電壓將等于額定齊納電壓加上約0.9 V。但因為齊納器件和光耦合器特性以及這電路較小的負溫度系統(tǒng)的緣故，(實際電壓)可能會有一些變化，但輸出電壓(Vout)設(shè)定點變化必須不超過±5%?？蛇x電阻R5支持對輸出電壓僅在向上方向進行微調(diào)。
回到圖1。輸出電壓穩(wěn)壓是通過由Z1、R5、R6、R7和光耦合器U2等元件組合實現(xiàn)的。當(dāng)輸出電壓增加至約12 V時，齊納器件Z1導(dǎo)電，當(dāng)有足夠的電流流進R7從而產(chǎn)生導(dǎo)通光耦二極管所需的0.9 V電壓時，電壓反饋環(huán)路關(guān)閉，輸出將被穩(wěn)壓。電阻R7的使用迫使齊納電流成為器件電壓/電流(V/I)曲線的穩(wěn)定部分，使得輸出電壓的溫度效應(yīng)得以最小化。輸出電壓將等于額定齊納電壓加上約0.9 V。但因為齊納器件和光耦合器特性以及這電路較小的負溫度系統(tǒng)的緣故，(實際電壓)可能會有一些變化，但輸出電壓(Vout)設(shè)定點變化必須不超過±5%?？蛇x電阻R5支持對輸出電壓僅在向上方向進行微調(diào)。
如果輸出電流超過約1.8 A，轉(zhuǎn)換器占空比將被MOSFET U1的峰值電流感測所降低，而輸出電壓將開始下降。由于C10上的Vcc偏置電壓將隨著輸出電壓下降，最終Vcc引腳1上將沒有足夠電壓來為控制器供電，而電源會進入啟動-停止打嗝(hiccup)模式，這會防止大輸出電流進入過載條件，同時保護電源和負載。
電阻R10至R12組成的網(wǎng)絡(luò)為電路在交流輸入電壓(及直流buck電壓相應(yīng)地)下降至低于大約75 Vac時提供欠壓保護。引腳3(芯片在此引腳關(guān)閉)上的電平能夠通過R10來調(diào)節(jié)。C11為這輸入提供濾波。此外，如果需要的話，可以通過可選的電阻R8、R13和R14來提供可選的過功率補償功能。
變壓器設(shè)計
對于低功率應(yīng)用而言，需要變壓器尺寸盡可能地?。坏?，隨著變壓器尺寸變小，磁芯的橫截面積也會變小。這就需要更多的初級匝數(shù)來維持可接受的磁通量密度限制，并可能導(dǎo)致繞軸上聚集過多的匝數(shù)，從而抑制了初級和次級之間進行有效的絕緣。初級匝數(shù)太多也會增加初級泄漏電感，這還未提及通常繞組上會有的直流阻抗。本參考設(shè)計中采用了E25/10/6鐵芯，并針對上述參數(shù)問題進行了較為令人滿意的折衷。針對通用輸入的變壓器設(shè)計如圖3所示。
還有一種專門針對230 Vac輸入條件(歐洲)的設(shè)計，可以提供高一些的能效，并能夠?qū)⒊掷m(xù)功率輸出增加至20 W(1.65 A)。無論是哪種設(shè)計，初級都分為兩層，而次級和Vcc繞組夾在中間。這種配置的泄漏電感更低，并因此在MOSFET關(guān)閉時提供更低的電壓尖鋒。這種三繞組12 V次級適合于將繞組中的交流和直流損耗降到最低。確切的引腳輸出將取決于具體布線，但磁芯選擇、線束大小、電感值和匝數(shù)比應(yīng)當(dāng)適合恰當(dāng)?shù)牟僮?。這種特別的反激變壓器設(shè)計用于100 kHz不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作，因此NCP1027的引腳2提供的斜坡補償特性并非必需。
圖3：針對通用輸入條件(90-270 Vac)的變壓器設(shè)計。
測試結(jié)果
1) 工作效率。
120和230 Vac輸入條件下25%、50%、75%和100%負載時的能效測試結(jié)果如表2所示。其中左表所示為采用RCD緩沖器電路的參考設(shè)計的能效數(shù)據(jù)，而右表為采用諧振緩沖器電路的參考設(shè)計相對略高的能效數(shù)據(jù)。值得一提的是，這兩種情況下的平均能效都輕易地滿足CEC和能源之星EPS規(guī)范(1.1版)對所屬功率電平范圍的要求。在230 Vac輸入條件下，輕載時能效會略微降低，主要是因為在這種輸入電平時MOSFET的開關(guān)損耗較高。
表2：安森美半導(dǎo)體16 W Modem AC-DC適配器參考設(shè)計的平均能效。
2) 待機(空載)能耗
采用傳統(tǒng)RCD緩沖器電路的參考設(shè)計的空載能耗為：
290 mW @ 120 Vac
210 mW @ 240 Vac
采用非耗散性諧振緩沖器電路的參考設(shè)計的空載能：
240 mW @ 120 Vac
200 mW @ 240 Vac
這些空載能耗數(shù)據(jù)不僅符合CEC和“能源之星”1.1版要求，更符合“能源之星”最新的2.0版要求。
總結(jié)：
本文介紹了安森美半導(dǎo)體用于xDSL調(diào)制解調(diào)器AC-DC適配器的一種經(jīng)過完備構(gòu)建及測試的GreenPointTM解決方案。這電源參考設(shè)計旨在用于需要良好輸出穩(wěn)壓的低高度離線應(yīng)用。除了xDSL調(diào)制解調(diào)器，這參考設(shè)計還適合于功率介于10至20 W范圍、需要單路輸出電壓的打印機、路由器、集線器和/或類似的消費類音視頻產(chǎn)品應(yīng)用。
這電源參考電源設(shè)計基于安森美半導(dǎo)體集成了700 V MOSFET的NCP1027單片控制器，構(gòu)建了輸出能力為12 V、1.3 A的電源，具有超過1.6 A的浪涌能力，符合“能源之星”等規(guī)范機構(gòu)的工作能效和待機能耗要求，以及其它安全規(guī)范要求。值得一提的是，只需要對變壓器砸數(shù)比和電壓參考齊納器件進行重新配置，這參考設(shè)計就能修改用于輸出電壓在幾伏到高達28 V(或更高)、功率約為20 W的應(yīng)用。
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