摘要：五電平級聯(lián)H 橋型變流器在高壓大容量場合得到了廣泛應用。各級直流側電壓出現(xiàn)不平衡現(xiàn)象會導致變流器的輸出波形發(fā)生畸變，諧波特性惡化；另一方面，一些混合型級聯(lián)H 橋型變流器中，各級直流母線電壓亦不同。在此以五電平級聯(lián)H 橋型變流器為研究對象，研究了其在直流側電壓不平衡時的脈沖模型， 并提出了相應的調制策略。實驗結果表明了理論分析的正確性和所提調制方法的有效性。同時，所提出的脈沖模型和調制策略還可推廣到多級H橋級聯(lián)和混合式級聯(lián)H 橋型變流器中，有較強的推廣性和實用性。

　　1 引言

　　級聯(lián)H 橋型變流器具有輸出波形質量好、du/dt小、電磁干擾小等優(yōu)點；采用獨立直流側供電，避免了內部環(huán)流問題；模塊化程度高，維護方便，可靠性高，因此在許多大容量的應用場合得到廣泛應用。然而由于受負載波動、整流電路特性以及移相變壓器等因素的影響， 各級直流電壓不可避免地會與設計值產生大小不同的偏差，此時級聯(lián)H 橋的輸出等效為多個不同幅值PWM 波形的疊加， 因此其諧波特性等指標相應發(fā)生變化， 影響了變流器的輸出波形質量，并可能加劇du/dt，惡化系統(tǒng)的電磁環(huán)境，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。文獻[4]提出了直流電壓不同的級聯(lián)H 橋拓撲，為級聯(lián)H 橋的大功率應用提供了另一種思路。因此研究直流電壓不同情況下級聯(lián)H 橋型變流器的運行特性，并采取適宜的調制算法以改善變流器的運行特性十分必要。

　　在各種級聯(lián)H 橋型變流器的諧波最優(yōu)調制方法中， 最具代表性的是載波相移正弦脈寬調制（Carrier Phase Shift SPWM， 簡稱CPS鄄SPWM），對于五電平變流器而言，最低次諧波推至開關頻率的4 倍處，提高了級聯(lián)H 橋的傳輸帶寬，獲得了很好的調制特性。然而在各級母線電壓不平衡的場合，由于直流電壓的不平衡從根本上改變了CPS鄄SPWM的應用條件，CPS鄄SPWM 的調制效果將會下降，諧波特性將惡化。

　　在此將時域的PWM 脈沖波形投影到由時間和面積構成的坐標系中，分析了五電平級聯(lián)H 橋型變流器在直流電壓不同時的輸出特性， 對常規(guī)調制方法進行改進，達到優(yōu)化變流器輸出波形、提高系統(tǒng)工作效率和可靠性的目的。對于多級級聯(lián)H 橋型變流器及混合型級聯(lián)H 橋變流器，該分析方法及所建數(shù)學模型依然有效。

　　2 橋臂開關脈沖的表示方法

　　圖1a 示出五電平級聯(lián)H 橋型變流器的拓撲，兩級H 橋的輸出分別為Uo1和Uo2，兩單元的直流電壓分別為Udc1和Udc2。每級H 橋單元由兩個橋臂并聯(lián)組成，稱為左臂和右臂，分別用L 和R 表示，兩級H 橋單元串聯(lián)構成總輸出Uo。現(xiàn)以第1 級H 橋單元的左臂為研究對象， 該橋臂由兩個功率器件VT1和VT2串聯(lián)組成， 忽略死區(qū)的影響， 則該橋臂工作在180°導通狀態(tài)，即任何時刻VT1和VT2的狀態(tài)互補。

　　圖1a 的第1 級H 橋單元中，4 個開關管的狀態(tài)決定了Uo1的輸出，其值為0，Udc1或-Udc1。為便于分析， 并建立單相H 橋單元的輸出與各開關管之間的關系，需要引入新的自變量。由于每個橋臂的兩個開關器件狀態(tài)互補，所以用兩個變量即可表征單相H 橋單元的工作狀態(tài)。據(jù)此繪制單相H 橋單元的左右臂上管驅動脈沖，如圖1b 中波形1所示。

圖1 五電平級聯(lián)H 橋型變流器和單相H 橋單元脈沖

　　現(xiàn)構造與波形Ⅰ相對應的橋臂凈面積（PulseNet Area，簡稱PNA），其步驟如波形Ⅱ所示，0～2π 對應第1 個開關周期， 波形的高低取值與驅動脈沖一致，由此得到圖中所示的陰影面積。該陰影區(qū)域的大小為此時單相H 橋單元的左臂PNA，用ξL表示。

　　波形Ⅲ所示為左臂PNA 在時域上的投影，可見其取值范圍為0～2π，對于一個在開關周期內居中分布的脈沖， 其PNA 大小確定后， 具體波形也得以確定，這樣就確定了脈沖波形和橋臂PNA 之間的關系。