安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經(jīng)過了優(yōu)化，可以驅動1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP? ?XR?E/XP?E、Luxeon? ?Rebel、Seoul Semiconductor Z?POWER?或OSRAM Golden Dragon?。這設計基于集成了帶內(nèi)部限流功能的高壓電源開關的緊湊型固定頻率脈寬調制(PWM)轉換器NCP1014構建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個特定點；這個點由輸入電壓及開關周期或導通時間結束前的初級電感來確定。由于導通時間的限制，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從而提供更高的功率因數(shù)。相關電路圖見圖2。

圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。

設計過程
較高的開關頻率可以減小變壓器尺寸，但同時會增加開關損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點。這個單片轉換器的能效預計約為75%，因此，要提供8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸入功率。輸入工作電壓范圍是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動態(tài)自供電(DSS)電路，藉減少元件數(shù)量簡化了啟動。這集成控制器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區(qū)域會散熱并降溫。當轉換器工作時，反激變壓器上的偏置繞組會關閉DSS，降低轉換器的功耗。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。

下文簡單介紹本參考設計各電源段所選擇的元器件及部分相關選擇理據(jù)。詳細的設計過程參見安森美半導體的《用于“能源之星”LED照明應用的離線LED驅動器參考設計文檔套件》，網(wǎng)址是：http://www.onsemi.cn/pub_link/Collateral/TND371-D.PDF。

1)電磁干擾(EMI)濾波器
開關穩(wěn)壓器從輸入源消耗脈沖電流。有關諧波含量的要求限制了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不良信號。輸入線路上連接的電容以與輸入電壓呈90??的異相電流導通，這種轉移電流通過位移輸入電壓與電流之間的相位降低了功率因數(shù)，故需要在濾波需求與維持高功率因數(shù)之間取得平衡。

根據(jù)電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于提供L-C濾波器頻率，約為開關頻率的1/10。所使用的電感值是：

實際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個標準電感值?；谶@個起點，根據(jù)經(jīng)驗來調節(jié)濾波器以符合傳導干擾限制。電容C2增加到了220 nF，從而提供干擾限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在出現(xiàn)故障時提供易熔元件。根據(jù)應用環(huán)境的不同，可能需要熔絲來滿足安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪涌電流較小。

2)初級鉗位
二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網(wǎng)絡，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是一個快速恢復器件，額定用于應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類低功率應用。電阻R3必須耗散泄漏的能量，但并不必須會降低能效。該電阻根據(jù)經(jīng)驗選擇47 kΩ。需要注意的是，該電阻和電容C3的額定電壓是125.5 V。

3)偏置電源
二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為2.2 ?F，C4為0.1 ?F，R3為1.5 kΩ。

4)輸出整流器
輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，提供低正向壓降及快開關時間。2,000 ?F的電容將輸出紋波電流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。

5)電流控制
通過監(jiān)測與輸出串聯(lián)的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時，流過R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過光耦合器U2的LED的電流，并受電阻R4限制。光耦合器U2的晶體管為NCP1014提供反饋電流，控制著輸出電流。

設定輸出電流Iout=630 mA則要求感測電阻RSENSE=0.85 Ω。感測電阻由4顆并聯(lián)的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為1.8 Ω，選擇R8的阻值為10 Ω，而讓R9開路，從而產(chǎn)生約0.83 Ω的總感測電阻。

6)功率因數(shù)控制
在本電路中維持高功率因數(shù)有賴于緩慢的反饋響應時間，僅支持給定輸入電源半周期內(nèi)反饋電平略有改變。對于這種電流模式的控制器件而言，最大峰值電流在半周期內(nèi)幾乎保持恒定。與傳統(tǒng)反饋系統(tǒng)相比，這就改善了功率因數(shù)。電容C6提供慢速的環(huán)路響應，抑制NCP1014的內(nèi)部18 kΩ上拉電阻及來自反饋光耦合器晶體管的電流。從經(jīng)驗來看，電容C6確定在22 ?F至47 ?F的范圍之間。