當(dāng)反相器的“13” 引腳電壓充電到3.8V 時(shí)，反相器開(kāi)始工作， 其中V5 為5V 穩(wěn)壓管。

因此， V (t) 為3.8V, E 為5V, 代入上式：

3.3 限時(shí)保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

為了避免起動(dòng)機(jī)單次過(guò)長(zhǎng)時(shí)間起動(dòng)， 起動(dòng)機(jī)因過(guò)熱損壞絕緣層而燒毀定轉(zhuǎn)子， 進(jìn)而損壞起動(dòng)機(jī)，在限時(shí)保護(hù)繼電器的輸入端設(shè)計(jì)出限時(shí)保護(hù)電路(如圖6 所示)。輸入端加電， 由于電容器C1 兩端的電壓不能夠突變， 因此， 反相器的“1” 引腳為高電平， 通過(guò)兩級(jí)反向門， 反相器的“4” 腳為高電平， 三極管V7 接通， 限時(shí)保護(hù)繼電器開(kāi)始工作。此時(shí)， 通過(guò)C1、R5 回路給電容C1 充電， 當(dāng)反相器“1” 腳電壓低于3.8V 時(shí)(即電容C1 兩端的電壓為1.2V)， 反相器的“4” 腳輸出低電平信號(hào)， 此時(shí)三極管V7 關(guān)斷， 限時(shí)保護(hù)器停止工作。

其中， 充電時(shí)間的計(jì)算公式如下：

3.4 隔離電路的設(shè)計(jì)

限時(shí)保護(hù)繼電器的輸入端控制電流很低， 而輸出電流很大， 所以， 它們之間必須進(jìn)行電隔離， 其隔離電路的原理圖如圖7 所示。本電路中采用振蕩電路的變壓器耦合隔離。變壓器耦合隔離主要由高頻振蕩電路、變壓器耦合電路和整流電路組成。高頻振蕩電路采用雙端推挽自激振蕩輸出， 它比單端輸出更能提高輸入能量的轉(zhuǎn)換效率。提高振蕩頻率， 使其達(dá)到50kHz ~200kHz, 實(shí)現(xiàn)快速響應(yīng)。

隔離變壓器磁芯是本電路的關(guān)鍵器件， 直接關(guān)系到電路的特性和轉(zhuǎn)換效率。根據(jù)材料特性與本電路的特點(diǎn)， 并通過(guò)反復(fù)試驗(yàn)， 采用Mn-Zn 高磁導(dǎo)率鐵氧體材料作為隔離變壓器磁芯。在選擇鐵氧體材料時(shí)要考慮如下幾個(gè)方面：

⑴ 磁導(dǎo)率和飽和磁通密度要高， 可減少線圈匝數(shù)， 減小內(nèi)阻， 減小磁環(huán)體積;

⑵ 矯頑力要小， 減小磁滯損失;

⑶ 電阻率要高， 減小渦流損耗;

⑷ 合理選擇居里溫度， 提高磁環(huán)的綜合性能。

隔離電路設(shè)計(jì)的另一個(gè)關(guān)鍵是振蕩電路的設(shè)計(jì)， 在本電路中振蕩電路如圖6 所示。在隔離的輸入與輸出確定后， 通過(guò)下列方式對(duì)振蕩電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

⑴ 調(diào)整RC 值， 改變振蕩頻率， 測(cè)試輸出參數(shù)， 并計(jì)算耦合效率η， 直至η最大;

⑵ 調(diào)整變壓器線圈匝數(shù)， 測(cè)試輸出參數(shù)， 并計(jì)算耦合效率直至最大。

同個(gè)隔離電路耦合后的電流信號(hào)為交流信號(hào)，經(jīng)過(guò)整流橋電路D1、D2 整流后， 為驅(qū)動(dòng)電路提供工作電流。

3.5 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路直接給輸出電路供電， 輸出電路的功率場(chǎng)效應(yīng)管必須由恒壓源驅(qū)動(dòng)。因此， 選擇高精度限流電阻提供功率管工作所需要的工作電流。工作電流經(jīng)過(guò)R13、V11 形成回路， V11 為15V 穩(wěn)壓管， 確保提供給輸出電路的場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電壓為15V 恒壓源。R14、C5 形成一個(gè)放電回路， 當(dāng)限時(shí)保護(hù)繼電器不工作時(shí)， 由于輸出端功率場(chǎng)效應(yīng)管的電容效應(yīng)， 會(huì)在功率場(chǎng)效應(yīng)管的G 端積累電荷，會(huì)影響到功率場(chǎng)效應(yīng)管的壽命， 通過(guò)R14、C5 形成的回路可以釋放掉功率器件積累的電荷， 保護(hù)功率器件， 見(jiàn)圖8 所示。

3.6 串聯(lián)輸出電路的設(shè)計(jì)

輸出電路包括功率場(chǎng)效應(yīng)管、串聯(lián)保護(hù)回路和吸收電路。

⑴ 功率場(chǎng)效應(yīng)管的選擇

功率場(chǎng)效應(yīng)管是限時(shí)保護(hù)繼電器的核心部件，選擇合適的功率場(chǎng)效應(yīng)管是設(shè)計(jì)成功的關(guān)鍵。本產(chǎn)品中的功率器件可選用的類型主要有功率場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)、絕緣柵雙極晶體管(IGBT)、雙極晶體管和達(dá)林頓晶體管。MOSFET 耐壓高， 輸出電流大， 漏電流小， 導(dǎo)通管壓降低， 驅(qū)動(dòng)功率小， 體積小， 故作為限時(shí)保護(hù)繼電器的功率器件比較合理。

根據(jù)限時(shí)保護(hù)繼電器的應(yīng)用特點(diǎn)， 應(yīng)選用低電壓降型的MOSFET.功率器件的類型確定以后， 具體型號(hào)的選擇可根據(jù)額定輸出電壓、額定輸出電流、輸出電壓降、體積及市場(chǎng)情況， 遵循以下原則：

以24V 5A 限時(shí)保護(hù)繼電器為例， 功率器件選用耐壓250V、電流46A 的MOSFET.

⑵ 串聯(lián)保護(hù)回路的設(shè)計(jì)

根據(jù)圖9 的電路原理圖所示， 通過(guò)電磁繼電器K 與功率場(chǎng)效應(yīng)管Q1 串聯(lián)， 當(dāng)限時(shí)保護(hù)繼電器不工作時(shí)， 電磁繼電器K 的觸點(diǎn)斷開(kāi)， 功率場(chǎng)效應(yīng)管的兩端無(wú)電壓。因此， 發(fā)動(dòng)機(jī)系統(tǒng)產(chǎn)生的電磁干擾不會(huì)對(duì)功率場(chǎng)效應(yīng)管Q1 產(chǎn)生影響; 當(dāng)限時(shí)保護(hù)繼電器加電工作時(shí)， 電磁繼電器的吸合時(shí)間為10ms, 而功率場(chǎng)效應(yīng)管的吸合時(shí)間為延時(shí)濾波時(shí)間200ms, 因此， 吸合時(shí)電磁繼電器K 在不帶電的情況下先吸合; 當(dāng)限時(shí)保護(hù)繼電器斷電時(shí)， 由于功率場(chǎng)效應(yīng)管的關(guān)斷時(shí)間快， 為2.5ms, 因此， 關(guān)斷時(shí)電磁繼電器K 在不帶電的情況下后關(guān)斷， 通過(guò)此電路設(shè)計(jì)， 可確保電磁繼電器不會(huì)出現(xiàn)帶電切換的情況， 即不會(huì)出現(xiàn)電弧情況， 可確保電磁繼電器K 穩(wěn)定工作。

⑶ 吸收電路

限時(shí)保護(hù)繼電器在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的干擾電壓峰值較高， 因此， 在輸出電路中增加吸收電路對(duì)功率場(chǎng)效應(yīng)管Q1 進(jìn)行保護(hù)， 本電路中采用VRC 吸收電路。其中， V12 為快恢復(fù)二極， 管R15 為功率電阻， C6 為高頻無(wú)感電容。Q1 導(dǎo)通時(shí)， V12 反偏，C6 通過(guò)R15 放電， R 消耗能量并限制放電電流;Q1 關(guān)斷時(shí)， C6 通過(guò)V12 吸收干擾電壓， 使Q1 的尖峰電壓不會(huì)過(guò)高。

Q1 在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的干擾電壓較高， 可由下式進(jìn)行計(jì)算：

式中， Vcep為集-射極間的尖峰電壓， 單位為V; Vcc為負(fù)載電源電壓， 單位為V; L 為主電路和引線電路電感之和， 單位為H; di/dt 為MOSFET集電極電流變化速率， 單位為A/s.

由此可見(jiàn)， 在大電流、關(guān)斷速度很快時(shí)， 尖峰更大。因此， 在輸出電路中增加吸收電路對(duì)MOSFET進(jìn)行保護(hù)。VRC 吸收電路中R、C 由下式進(jìn)行計(jì)算：

4 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了固體式限時(shí)保護(hù)繼電器的電路設(shè)計(jì)， 并詳細(xì)介紹了輸入電路設(shè)計(jì)、延時(shí)濾波電路設(shè)計(jì)、限時(shí)保護(hù)電路設(shè)計(jì)、隔離電路設(shè)計(jì)、驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)、串聯(lián)輸出電路設(shè)計(jì)， 并經(jīng)過(guò)技術(shù)攻關(guān)， 研制出JGD24 -5 型固體式限時(shí)保護(hù)繼電器。經(jīng)試驗(yàn)驗(yàn)證， 其各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)均達(dá)到了該方案的設(shè)計(jì)要求。(作者：劉凱，趙輝)