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          電流源設計小Tips(一):如何選擇合適的運放(2)

          作者: 時間:2013-08-16 來源:網(wǎng)絡 收藏

          此時,運放輸出端電壓基本控制在0.6—0.9V之間,即使TL061也可達到0.016%,OP07更可達到0.0001%。

          本文引用地址:http://cafeforensic.com/article/174816.htm

          如果將運放電源VCC與連接負載的電源VP分開,連接負載的電源VP為24V,電流源的輸出電壓便可達到20V以上。

          可是,三極管的電流增益畢竟是有限的,即使是達林頓組態(tài)也不過1000,超beta管(通常用在雙極運放輸入端)最大也不過10000,IB總會出現(xiàn),而且IB通過Rsample流入地,造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。

          NS有個避免了這個問題,使用JFET與NPN構成一個無需電流驅動的達林頓組態(tài)。

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          圖13

          然而小功率JFET或N MOS并不便宜,而功率N MOSFET并不貴,還可減少一種庫存,因此使用N MOSFET代替NPN即可。

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          圖14

          MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅動,因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略,ID=IS,一個近乎完美的鏡像。

          10W左右的N-MOSFET反而不太便宜,選用100W的IRF530也是明智的,而且為擴充輸出功率提供了潛力。

          本次增加成本:

          IRF530 1只 單價3.00元,合計3.00元

          合計成本:6.20元

          如何選擇合適的運放:

          選擇運放依據(jù)需求,每一種運放都有適合的用途,而非通用。

          電流源的需求:

          1. Vin+=Vin-=Vsample,Vsample=300mV,任何恒溫正常工作狀態(tài)下,誤差源Vin+-Vin-應小于Vsample的0.01%=30uV。

          2. 溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c==15-35C,因此在+/-10C范圍內VOS變化應小于Vsample的0.01%=30uV。

          3. 穩(wěn)定電流輸出,不考慮脈沖性能,即可適當放寬階躍響應要求。

          4. 低噪聲。

          5. 價格越低越好。

          這是工程上考慮問題的思路,范圍由寬至窄逐級選擇:

          1. 之前的負載調整率的計算表明,Aopen越大,Vin+-Vin-越小,很高的Aopen是精密運放的典型特征,通常Aopen》120dB=1000000,可用的運放為:

          OP07家族,包括OP07/27/37/177/A277/227。

          常見的運放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運放,暫不使用。

          2. 精密運放的VOS通常很小,小于1mV,VOS/dT也很小,小于2uV/C,以OP07為例,VOS/dTmax=1.6uV/C,+/-10C變化+/-16uV,滿足需求。

          一定會問:為什么不用VOS/dT典型值計算(即使LM324也很小),而用最大值?

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          圖15

          工程設計原則而言是冗余量,做工程必須留足冗余量,不留冗余量的通常是學校作品和新手作品,做工程不能賭博,要盡量考慮到最壞情況,冗余量恰好就是最大值。

          理論上的解釋,VOS/dT的測量與實際應用不同,因此典型值只能作為參考,而非標準。選擇運放時一定要看指標的最寬泛范圍。實際上最大值也只能作為參考,但由于沒有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持(事實上不可操作),只能用最大值做計算依據(jù)。

          OP07家族都沒有什么問題,高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn),就像電阻的高準確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。

          OP07家族的單運放還有一個額外的好處,可以調零。

          3. 不考慮階躍響應上升沿質量時,無需運放在高頻率的增益很大,對于穩(wěn)定源,運放GBW大致1MHz上下即可。運放后面的IRF530也非高頻率器件,因此選擇GBW很大的運放很浪費,而且將來的頻率補償會相當麻煩。當然,如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)(很多半導體測量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式),可相應更換運放和MOSFET。

          OP07家族里的OP27/37都是寬帶的,暫不考慮。(指標過高,很好很好的運放,OP37簡直是曠世杰作)

          OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運放。

          4. OP07家族噪聲足夠低。

          5. 這個問題總是很棘手,但OP07很合適,物美價廉嘛。177也很好,不太貴,OPA277比較貴,但VOS/dT很低,留作備選。

          還有一種精密運放例如icl7650,斬波穩(wěn)零,原文是chopper amp。

          有一些噪聲,但不大,更好的chopper amp會通過采樣把低頻噪聲量化為高頻,很容易濾除。

          Aopen很高》140dB,電源范圍略小,+/-8V,既然電流源架構并不要求運放輸出動態(tài),也可。

          最主要的VOS/dT理論上為0,實際上是長期漂移,由開關長期的性能不一致性造成。

          但這種運放一旦飽和,很難快速恢復,這是個重大缺點。而且很貴。

          暫選OP07CP,運放總是有過多的選擇,眼花繚亂。所以多數(shù)設計者總會用最熟悉的型號,而不求新。

          由于電流源里只有1個運放,因此零漂都由運放而來,正好是OP07調零電路最合適應用的場合。

          調零電路參見OP07 datasheet,需要做適當改進,將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.1k,提高調整精度。

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          圖16

          本次增加成本

          OP07CP 1只 單價1.20元,合計1.20元

          9.1k Ohm電阻 2只 單價0.01元,合計0.02元

          2k Bouns 10圈精密微調3296電位器 1只 單價2.00元,合計2.00元。

          合計3.22元

          合計成本:9.42元

          如何解決振蕩問題:

          相信還沒有人動手,最好已經(jīng)搭好了上面提到的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用,不是上來就振,就是電流一大就開始振。

          一頭霧水,反饋看似是負反饋,而且用NPN就基本不會振,很奇怪,也很氣憤,因為沒有辦法,也沒有思路。

          這是負反饋的固有問題,凡負反饋都有機會振蕩,只要相位出問題。

          然而,還有一句話,凡負反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆定心丸。

          解決振蕩問題就是剪裁頻率響應曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應。

          反饋系數(shù)F就是1,在波特圖上是0dB線。

          開環(huán)增益Aopen麻煩一點,根據(jù)39樓電路,首先畫出小信號等效電路。

          開環(huán)分為三部分:

          1. 運放

          2. MOSFET輸入

          3. MOSFET輸出

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          圖17

          這個電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算,在學校帶畢設的時候曾經(jīng)讓一個學生推過一次,就是不知道二極管符號幾個三角的學生。他很嚴謹而且敬業(yè),不僅推出來還檢查了三遍,交給學校培養(yǎng)真是浪費了。

          傳遞函數(shù)算出來是一個一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換,實在沒有時間再推一遍,不過如果忽略某些不太重要的量,由于Rsample很小,而與Cgs接地時差不太多。

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          圖18

          運放之后的Ro是運放的輸出電阻,即運放輸出級的限流電阻,大致在200 Ohm左右??梢杂梢韵路椒ù笾峦瞥觯?/p>

          非規(guī)到軌運放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V,最大輸出電流20mA左右,限流電阻約200 Ohm左右。

          Cgs比較復雜,按datasheet上的說明,Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V,但VDS減小和Vgs增大會使Ciss增大到約1000pF。

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          圖19

          同時圖中省略了跨導電容Crss,Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容,很小而忽略。

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