風(fēng)力并網(wǎng)逆變器滯環(huán)SVPWM控制策略的研究風(fēng)力并網(wǎng)逆變器滯環(huán)SVPWM控制策略的研究
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電壓矢量方程u=Ldi／dt+e，u為三相交流側(cè)輸入電壓矢量：e為三相電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量；i為三相交流側(cè)電流矢量。設(shè)參考交流電流矢量為i*，則i與i*的電流誤差矢量△i=i*-i，代入u=Ldi／dt+e可得：
Ld△i／dt=Ldi*／dt+e-u (1)
為使電流誤差為零，交流側(cè)三相逆變器輸入電壓合成矢量u*需滿足：u*=Ldi*／dt+e。三相電壓型逆變器共有8個(gè)空間電壓矢量uk(k=0，…，7)可選擇，為使電流誤差為零，可得到合適的uk滿足：
Ld△i／dt=Ldi*／dt+e-u=u*-uk (2)
可選擇合適的uk來控制電流誤差的變化率d△i／dt，從而控制△i來達(dá)到電流跟蹤的目的。在SVPWM中，如圖5a所示，將u*劃分為6個(gè)不同區(qū)域，區(qū)域U(1)：ea>eb>ec；區(qū)域U(2)：ec>eb>ea；區(qū)域U(3)：eb>ec>ea；區(qū)域U(4)：ec>eb>ea；區(qū)域U(5)：ec>ea>eb；區(qū)域U(6)：ea>ec> eb。本文引用地址：http://cafeforensic.com/article/175737.htm
對(duì)于△i區(qū)域劃分，取三相對(duì)稱軸(a，b，c)正方向?yàn)椤鱥a，△ib，△ic正方向。如圖5b所示，將△i分為6個(gè)空間區(qū)域I(k)(k=1，…，6)。
u*和△i確定后，可確定兩矢量的空間位置，就可選擇合適的uk，使d△i／dt方向相反，以減小電流誤差。SVPWM中，△i被限定在一定的范圍內(nèi)，SVPWM能更好實(shí)現(xiàn)，該控制策略核心是將i*和檢測(cè)到的實(shí)際電流進(jìn)行比較，根據(jù)u*所在區(qū)域選擇合適uk，通過選擇合適的uk來控制d△i／dt，從而控制△i來實(shí)現(xiàn)電流跟蹤。
3 實(shí)驗(yàn)
圖6為并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，輸出功率大于逆變器饋送到電網(wǎng)的功率時(shí)，直流母線上電壓由于能量累積而升高，此時(shí)應(yīng)增加DC／AC變換器輸出指令電流，從而增加逆變器饋送到電網(wǎng)的能量來維持母線電壓穩(wěn)定；同理，當(dāng)輸出功率小于逆變器饋送到電網(wǎng)的能量時(shí)，逆變器將抽取母線電容的能量進(jìn)行補(bǔ)充，母線電壓下降，此時(shí)應(yīng)減小輸出電流指令來維持功率平衡，從而保持母線電壓穩(wěn)定。
在5 kW實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，控制運(yùn)算由處理器TMS320LF2812實(shí)現(xiàn)，直流側(cè)電壓300V；并網(wǎng)電壓220 V，逆變橋?yàn)镮GBT(1 400V／40A)，輸出交流側(cè)濾波電感為2 mH，穩(wěn)壓電容2 200μF／400 V，交流側(cè)電阻10 Ω。給定開關(guān)頻率5 kHz，驅(qū)動(dòng)電路選用PHS2012x3。圖7為實(shí)驗(yàn)波形。可見，風(fēng)電并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)采用提出的復(fù)合控制策略，能得到較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，輸出電壓ug、電流ig為較標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，且ug，ig接近同相，尖峰毛刺也相對(duì)較少，諧波基本消除，滿足與電網(wǎng)電壓同頻同相的要求，得到了較好電能質(zhì)量的系統(tǒng)并網(wǎng)電流。
4 結(jié)論
針對(duì)滯環(huán)控制輸出電流存在一定尖峰毛刺和諧波的不足，提出采用電流滯環(huán)控制和空間矢量脈寬調(diào)制相結(jié)合的復(fù)合控制算法。并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該復(fù)合控制策略的可行性和優(yōu)越性。
評(píng)論