本文提出了一種優(yōu)化的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)支持最新的1200-V SiC T-MOSFET與IGBT技術(shù)優(yōu)化組合，實(shí)現(xiàn)成本效益。市場上將推出一款采用全集成ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的新型功率模塊，適用于高度緊湊型、高效率1500-V并網(wǎng)逆變器。新開發(fā)的Easy3B功率模塊在48kHz頻率條件下，可以實(shí)現(xiàn)輸出功率達(dá)到200kW以上。此外，相應(yīng)的P-Q圖幾乎呈圓形。這意味著，該功率模塊適用于儲(chǔ)能系統(tǒng)等新興應(yīng)用。

1.引言

過去十年，光伏產(chǎn)業(yè)經(jīng)歷了大規(guī)模增長。規(guī)模經(jīng)濟(jì)效應(yīng)和光伏系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域的創(chuàng)新，促使平準(zhǔn)化度電成本降低，同時(shí)也是光伏產(chǎn)業(yè)高速發(fā)展的主要驅(qū)動(dòng)因素[1]。此外，我們可以觀察到電網(wǎng)級(jí)光伏系統(tǒng)的直流電壓從1000V提升到1500V[2]。然而，這背后的主要?jiǎng)右蛟谟陔娎|和安裝成本下降，以及直流和交流電壓等級(jí)提升帶來的系統(tǒng)功率密度增加。此外，單機(jī)功率處于75kW至150kW范圍的分散式大功率組串式逆變器正被應(yīng)用于電網(wǎng)級(jí)光伏系統(tǒng)中。這是因?yàn)樵擃惸孀兤饔兄谔岣咴O(shè)計(jì)靈活性和降低維護(hù)成本。另外，直流電壓高達(dá)1500V的儲(chǔ)能系統(tǒng)的重要性也愈加凸顯。

盡管IGBT和二極管等硅基器件得到廣泛應(yīng)用，但它們并未針對光伏應(yīng)用進(jìn)行優(yōu)化。特別是在快速開關(guān)能力和抗宇宙射線性能方面，SiC T-MOSFET等寬帶隙功率半導(dǎo)體技術(shù)優(yōu)于現(xiàn)有的1200-V Si-IGBT技術(shù)。盡管碳化硅（SiC）器件價(jià)格高昂，并且所需的柵極驅(qū)動(dòng)器原理更復(fù)雜，比如利用有源米勒鉗位抑制寄生元件開通，但是該類器件的損耗大幅降低。因此，對于快速開關(guān)器件來說，SiC T-MOSFET如果與具有成本效益的硅基器件相結(jié)合，將是一個(gè)卓越的替代解決方案。如果采用這種方案，則可以提高開關(guān)頻率、降低總損耗，并且最大限度減少濾波器或散熱器等相關(guān)關(guān)鍵部件的數(shù)量，最終優(yōu)化并最大限度降低系統(tǒng)成本。與此相反，完全基于SiC的解決方案不能進(jìn)一步減少濾波器或散熱器的數(shù)量。因此，采用成本更高的SiC器件會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)成本更高。從系統(tǒng)層面來看，這里提出的混合解決方案是兼具性能和成本優(yōu)勢的最佳選擇。

2.提出解決方案

2.1  拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制

為設(shè)計(jì)出1500-V大功率逆變器，NPC1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合1200-V IGBT器件是目前常用的方法[2]。有源中性點(diǎn)鉗位型（ANPC）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合中性線上有源開關(guān)可以進(jìn)一步提高自由度[5]，但到目前為止該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要與IGBT或IGCT組件共同用于極高功率應(yīng)用。

本文提出對ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行特別的調(diào)整，以充分發(fā)揮SiC T-MOSFET與具有成本效益且高效的硅基IGBT解決方案相結(jié)合帶來的優(yōu)勢。圖1a顯示了所述解決方案的橋臂。其中，T1至T4由硅基IGBT和相應(yīng)的硅基續(xù)流二極管（FWD）組成；T5和T6由SiC T-MOSFET和內(nèi)部體二極管組成。采用[6]中提出的調(diào)制方案（圖1b），IGBT僅用于變換基本輸出電壓的極性，并且根據(jù)電網(wǎng)頻率（50/60 Hz）進(jìn)行開關(guān)。因此，可以通過優(yōu)化IGBT最大限度降低導(dǎo)通損耗。就這一點(diǎn)而言，可以利用新推出的1200-V微溝槽（MPT）IGBT，其典型VCEsat僅為1.65V（@ICnom,125°C）[7]。這樣，僅快速高效的SiC組件會(huì)產(chǎn)生有源開關(guān)損耗。因此，SiC器件數(shù)量可以減少到最低水平，從而實(shí)現(xiàn)最優(yōu)成本效益。

圖1: a) SiC T-MOSFET結(jié)合ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 

b) 調(diào)制方案：由于T6與T5互補(bǔ)，未顯示T6。

近期發(fā)表的[8]中提出了類似的方案，但是該方案選用了小功率分立器件。本文則重點(diǎn)探討采用功率模塊的大功率應(yīng)用。

快速開關(guān)器件T5的占空比D可以用以下公式表示：

其中，Vgrid為柵極相電壓（有效值）；VDC為直流母線電壓；m為調(diào)制指數(shù)。T6的開關(guān)信號(hào)（DT6）與T5互補(bǔ)。根據(jù)柵極驅(qū)動(dòng)級(jí)的特性，必須增加100-200納秒（ns）的極短聯(lián)鎖死區(qū)時(shí)間。

2.2  SiC T-MOSFET的功率損耗分析

SiC T-MOSFET的瞬時(shí)導(dǎo)通損耗影響開通電阻RDS,on、柵極電流igrid、柵極電流相位角φ和占空比（函數(shù)公式（1））。由于結(jié)構(gòu)的對稱性，僅考慮T5的損耗：

如果計(jì)算公式（3）的平均值，可以看出SiC T-MOSFET的總導(dǎo)通損耗既不受相位角（或功率因數(shù)，反之亦然）影響，也不受調(diào)制指數(shù)影響。圖2描述了以m和φ為參數(shù)，將公式（3）歸一化到2倍Igrid 2倍RDSon。很明顯，一個(gè)時(shí)間段的平均值總是恒定的（0.25）。

圖2：歸一化瞬時(shí)導(dǎo)通損耗，其中m=0.8，φ=0（紅色）；m=0.5，φ=90°（藍(lán)色）

如果忽略SiC T-MOSFET體二極管的動(dòng)態(tài)損耗[3]，計(jì)算結(jié)果與兩電平逆變器相同[9]，但該實(shí)驗(yàn)中僅施加了50%直流母線電壓。假設(shè)開關(guān)能量Esw，漏極電流ID和直流鏈路電壓存在線性關(guān)系，則總開關(guān)損耗可以根據(jù)以下公式進(jìn)行近似計(jì)算：

本文所述的調(diào)制方案結(jié)合ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一個(gè)顯著優(yōu)勢在于，運(yùn)行幾乎不受功率因數(shù)的影響，并且無需對SiC器件進(jìn)行電流降額。該優(yōu)勢支持該解決方案在無功功率模式下用于電網(wǎng)環(huán)境不穩(wěn)定的地區(qū)。這正在成為電網(wǎng)級(jí)光伏應(yīng)用的一項(xiàng)關(guān)鍵需求。此外，同樣的硬件平臺(tái)可以用于光伏和儲(chǔ)能應(yīng)用。

2.3  IGBT和FWD功率損耗分析

由于IGBT根據(jù)電網(wǎng)頻率（50/60Hz）進(jìn)行開關(guān)，它們大多會(huì)產(chǎn)生導(dǎo)通損耗。然而，該過程也會(huì)產(chǎn)生較小的無源開關(guān)損耗，比如IGBT正向恢復(fù)。[10]提供了關(guān)于這一點(diǎn)的詳細(xì)分析。

由于結(jié)構(gòu)的對稱性，僅給出了T1、T3和D1、D3的損耗。導(dǎo)通損耗可按以下公式計(jì)算：

然后計(jì)算T1和T3的導(dǎo)通損耗，并歸一化為T1和T3之和。為簡化分析，IGBT的V-I輸出特性與FWD相同。從圖3可以看出，損耗是否從IGBT轉(zhuǎn)移到FWD取決于相位角。就cosφ=0.8的光伏逆變器的典型運(yùn)行而言，F(xiàn)WD的損耗要小得多，因此可以選擇額定值較小的器件。然而，如果在功率因數(shù)cosφ=-1的條件下考慮儲(chǔ)能應(yīng)用，F(xiàn)WD的損耗達(dá)到最大值，因此器件的額定值應(yīng)該與IGBT相同。

圖3：IGBT（左）和二極管（右）在m=0.7條件下的歸一化導(dǎo)通損耗與相位角的關(guān)系

3.新型ANPC功率模塊

為了提高功率密度，業(yè)界已經(jīng)開發(fā)出一種新型高效功率模塊。圖4中給出了所述ANPC功率模塊的四種不同的換流通路。圖4表明，四種情況下的換流通路均較長[2]。這意味著總是需要兩個(gè)SiC T-MOSFET和兩個(gè)IGBT或FWD。因此，采用低電感對稱結(jié)構(gòu)十分重要[3]。使用成熟的無基板EasyPACK?平臺(tái)可以解決這個(gè)問題。[12]中已經(jīng)證明，在基于帶狀線方式的Easy2B功率模塊中，雜散電感僅為8nH。

新開發(fā)的Easy3B功率模塊如圖5所示。整個(gè)橋臂可以集成兩個(gè)1200-V 6-mΩ CoolSiC? MOSFET和四個(gè)微溝槽IGBT和FWD。關(guān)于新型Easy3B模塊理念的更多詳細(xì)信息可參見[11]。

圖4：所述ANPC功率模塊的四種不同換流通路

（紅色：有源狀態(tài)；橙色：續(xù)流）

圖5：新型Easy3B模塊的圖片和在VDC=750V，ID=200A，Tvj=150°C條件下F3L6MR12W3M1_ENG的關(guān)斷波形

圖5顯示了所述功率模塊原型的典型關(guān)斷波形（F3L6MR12W3M1_ENG）。圖6給出了相應(yīng)的開通開關(guān)瞬態(tài)。實(shí)驗(yàn)設(shè)置為標(biāo)準(zhǔn)雙脈沖試驗(yàn)，使用上橋或下橋SiC T-MOSFET的體二極管作為續(xù)流二極管。施加750V直流母線電壓，可視為最壞工況。

與普通IGBT相比，單極SiC器件在關(guān)斷過程中不產(chǎn)生任何拖尾電流。因此，實(shí)驗(yàn)中觀察到VDS和ID上存在典型振蕩。引起震蕩的根本原因是由于存在寄生電感（比如，功率模塊本身結(jié)構(gòu)中的電感）以及源自器件和模塊設(shè)計(jì)的電容（比如，SiC MOSFET的輸出電容和襯底耦合電容）。關(guān)斷過程中第一次電流跌落清楚地表明了器件電容對開關(guān)特性的顯著影響。因此，部分負(fù)載電流用于釋放SiC MOSFET的輸出電容。無論如何，這些現(xiàn)象的存在已是眾所周知的事實(shí)，詳細(xì)信息可參考其他文獻(xiàn)。

值得注意的是，與全集成PCB設(shè)計(jì)相比，標(biāo)準(zhǔn)雙脈沖試驗(yàn)及其電流測量裝置可能會(huì)導(dǎo)致更高的寄生電感。因此，最終系統(tǒng)中振蕩可能更少。

圖6：VDC=750V，ID=200A，Tvj=150°C條件下F3L6MR12W3M1_ENG的開通波形示例

4.對比評(píng)價(jià)

使用仿真工具PLECS?對Easy3B模塊的三種不同配置進(jìn)行比較。第一種配置考慮典型NPC1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作為硅基解決方案，采用額定值為150A的快速H3 IGBT模塊，同時(shí)中性支路上設(shè)置150-A EC7二極管（NPC1 a）。第二種配置是一種混合解決方案，中性支路上設(shè)置額定值為150A的H3 IGBT和額定值為50A的SiC FWD（NPC1 b）。第三種配置考慮ANPC結(jié)合6-mΩ CoolSiC? MOSFET和150-A TRENCHSTOP? IGBT7。為進(jìn)行比較，按最高功率密度（如最大芯片面積），而非相同的額定芯片電流，對每種配置進(jìn)行計(jì)算。為簡化兩種NPC配置的計(jì)算過程，仿真中僅考慮H3 IGBT。在相輸出位置采用低靜態(tài)損耗IGBT的更復(fù)雜解決方案可略微改進(jìn)兩種配置的表現(xiàn)，但不會(huì)改變給定的結(jié)論。

圖7顯示了每個(gè)模塊的功率損耗和最大輸出電流與開關(guān)頻率fsw的關(guān)系。ANPC的功率損耗大大低于兩種NPC1。在32kHz頻率條件下，ANPC的功率損耗僅為硅基NPC1解決方案的四分之一，甚至僅為NPC1混合解決方案的50%。同樣，可實(shí)現(xiàn)的輸出電流明顯更高。

圖7：NPC1解決方案與ANPC解決方案中每個(gè)模塊的功率損耗（Igrid= 50 A，VDC= 1200 V，Vout= 600 VAC，cosphi= 0.8，TA= 50°C，RthHA= 0.15 K/W）

這種大功率組串式逆變器的一個(gè)重要特點(diǎn)是易搬運(yùn)。兩個(gè)工人應(yīng)該能夠搬運(yùn)和安裝一臺(tái)逆變器。這意味著尺寸和重量特別重要。因此，開關(guān)頻率應(yīng)該盡可能高，以減少輸出濾波器數(shù)量。在給定假設(shè)條件下，fsw=48kHz時(shí)可以實(shí)現(xiàn)柵極輸出電流有效值達(dá)到110A。假設(shè)典型線對線交流柵極電壓為600 VAC，這意味著每相并聯(lián)兩個(gè)模塊可以實(shí)現(xiàn)輸出功率超過200kW。

另外，一個(gè)ANPC模塊的結(jié)溫和總功率損耗示例如圖8所示。SiC T-MOSFET（T5）的溫度通常最高，但仍然遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于150℃。如2.2節(jié)所述，溫度幾乎不受功率因數(shù)的影響?？偣β蕮p耗也不受功率因數(shù)的影響。當(dāng)cosφ接近-1時(shí)，F(xiàn)WD D1的溫度高于T5。因此，當(dāng)功率需要向兩個(gè)方向流動(dòng)時(shí)，可能需要對輸出電流進(jìn)行小幅降額或采用稍微大一點(diǎn)的二極管。

圖8：結(jié)溫和功率損耗與功率因數(shù)的關(guān)系（Igrid=100A，VDC= 1200V，Vout=600VAC，cosphi=0.8，fsw=48kHz，TA= 50°C，RthHA= 0.15K/W）

圖9：模擬P-Q圖（VDC=1200V，Vout=600VAC，fsw=48 kHz，TA=50°C，RthHA=0.15K/W）

相應(yīng)的P-Q圖（圖9）幾乎呈圓形。由于結(jié)構(gòu)的對稱性，圖中僅顯示一半P-Q圖。正方向可實(shí)現(xiàn)的最大電流為116.4kW，負(fù)方向?yàn)?10.3kW，而最大無功功率為115.7kVA。最后，功率損耗分布如圖10所示?？梢钥闯?，當(dāng)fsw=48kHz，T5的開關(guān)損耗占比最大。器件之間的導(dǎo)通損耗實(shí)現(xiàn)平衡。

圖10：功率損耗分布（Igrid=100A，VDC=1200V，Vout=600 VAC，fsw=48kHz，cosphi=0.8，TA=50°C，RthHA=0.15 K/W）

5.小結(jié)

功率范圍為150至200kW的1500-V并網(wǎng)逆變器需要高度緊湊型高效電力電子解決方案。本文已提出采用經(jīng)特別設(shè)計(jì)的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，將SiC T-MOSFET和最新IGBT技術(shù)結(jié)合起來，實(shí)現(xiàn)高成本效益。在典型工況下，與配置快速H3 IGBT和SiC FWD的最先進(jìn)混合NPC1解決方案相比，上述解決方案的功率損耗顯著降低。與采用SiC MOSFET的其他解決方案相比，當(dāng)SiC T-MOSFET在反向?qū)Ｊ较率褂脮r(shí)，所述ANPC解決方案無需使用外部SiC FWD。這實(shí)現(xiàn)了最佳性價(jià)比。為實(shí)現(xiàn)高功率密度，本文提出、分析并探討了采用全集成ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的新型高效低電感功率模塊。

所述調(diào)制方案與ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和SiC T-MOSFET相結(jié)合的一個(gè)顯著優(yōu)勢在于，工作P-Q圖幾乎呈圓形，而無需對SiC器件進(jìn)行降額。該特性支持十分靈活地使用功率模塊，比如用于需要無功功率模式幫助維持電網(wǎng)穩(wěn)定性或在儲(chǔ)能系統(tǒng)中使用逆變器的應(yīng)用。

作者簡介：Benjamin Sahan，benjamin.sahan@infineon.com