許多市場對高效率同相DC-DC轉(zhuǎn)換器的需求都在不斷增長，這些轉(zhuǎn)換器能以降壓或升壓模式工作，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩(wěn)定電壓，并且具有最低的成本和最少的元件數(shù)量。反相SEPIC(單端初級電感轉(zhuǎn)換器)也稱為Zeta轉(zhuǎn)換器，具有許多支持此功能的特性(圖1)。對其工作原理及利用雙通道同步開關控制器ADP1877的實施方案進行分析，可以了解其在本應用中的有用特性。

圖1. 反相SEPIC拓撲結(jié)構(gòu)

初級開關QH1和次級開關QL1反相工作。在導通時間內(nèi)，QH1接通，QL1斷開。電流沿兩條路徑流動，如圖2所示。第一條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關、能量傳輸電容(CBLK2)、輸出電感(L1B)和負載，最終通過地流回輸入端。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關、地基準電感(L1A)和地流回輸入端。

圖2. 電流流向圖;QH1閉合，QL1斷開

在關斷期間，開關位置剛好相反。QL1接通，QH1斷開。輸入電容(CIN)斷開，但電流繼續(xù)經(jīng)過電感沿兩條路徑流動，如圖3所示。第一條路徑是從輸出電感經(jīng)過負載、地和次級開關流回輸出電感。第二條路徑是從地基準電感經(jīng)過能量傳輸電容、次級開關流回地基準電感。

圖3. 能量傳輸圖;QL1閉合，QH1斷開

應用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理，可以求得方程式1所規(guī)定的均衡直流轉(zhuǎn)換比，其中D為轉(zhuǎn)換器的占空比(一個周期的導通時間部分)。

(1)

上式表明：如果占空比大于0.5，輸出端將獲得較高的調(diào)節(jié)電壓(升壓);如果占空比小于0.5，調(diào)節(jié)電壓會較低(降壓)。此外還可分析得到其它相關結(jié)果：在無損系統(tǒng)中，能量傳輸電容(CBLK2)上的穩(wěn)態(tài)電壓等于VOUT;流經(jīng)輸出電感(L1B)的直流電流值等于IOUT;流經(jīng)地基準電感(L1A)的直流電流值等于IOUT × VOUT/VIN。該能量傳輸電容還能提供VIN至VOUT的隔直。當存在輸出短路風險時，此特性很有用。

分析還顯示，反相SEPIC中的輸出電流是連續(xù)的，對于給定輸出電容阻抗，會產(chǎn)生較低的峰峰值輸出電壓紋波。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容;相比之下，在非連續(xù)輸出電流拓撲結(jié)構(gòu)中，為了達到同樣的紋波要求，需要使用較大且昂貴的電容。

通常，次級開關(QL1)是一個單向功率二極管，它會限制這種拓撲結(jié)構(gòu)的峰值效率。然而，利用ADI公司雙通道同步開關控制器ADP1877(見附錄)的一個通道，并采用雙向MOSFET作為次級開關，可以設計一個“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣，峰值效率將大大提高，同時可以降低輸出電流大于1 A的轉(zhuǎn)換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級，它利用ADP1877實現(xiàn)，只需要三個小型、廉價的額外器件(CBLK1、DDRV和RDRV)，其功耗可以忽略不計。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級，利用ADP1877的通道1實現(xiàn)

反相SEPIC的理想穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示。通道1開關節(jié)點SW1(見附錄圖A)在VIN + VOUT (導通時間內(nèi))和0 V(關斷時間內(nèi))之間切換。將電荷泵電容CBST, 連接到SW1，以便在導通時間內(nèi)將約為VIN + VOUT + 5 V的電壓施加于高端內(nèi)部驅(qū)動器的自舉上電軌(BST1引腳)和高端驅(qū)動器的輸出(DH1引腳)，從而增強初級浮空N溝道MOSFET開關QH1。箝位二極管DDRV, 確保穩(wěn)態(tài)輸出期間CBLK1上的電壓約為VOUT + VFWD(DDRV)，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓。在關斷時間內(nèi)，當X節(jié)點電壓約為–VOUT時，CBLK1上的電壓阻止初級開關產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形(忽略死區(qū))