串并聯(lián)諧振高壓脈沖電容充電電源的閉環(huán)控制
摘要:紹了3 kW LC串聯(lián)諧振高壓脈沖電容充電電源的設計,利用該電源對脈沖電容負載充電。實驗結(jié)果表明,實際電路為LCC串并聯(lián)諧振,導致該電源充電電流減小,充電速度變慢,功率降低。針對這些問題,提出了電流、功率以及電壓閉環(huán)控制策略,并給出軟件實現(xiàn)流程。閉環(huán)控制實驗結(jié)果表明充電速度變快,實現(xiàn)了恒功率,提高了電源利用率,并可減小體積重量,在大功率時優(yōu)點更明顯,十分適合限制功率及體積、重量的場合。
關鍵詞:充電電源;高壓脈沖電容;串并聯(lián)諧振;閉環(huán)控制
1 引言
高壓脈沖電容能在很短時間內(nèi)迅速釋放其儲存的能量,形成強大的沖擊電流和沖擊功率,因此廣泛應用在激光核聚變、X光機、粒子束武器等領域。脈沖電容器的能量存儲主要靠高壓直流充電電源來實現(xiàn)。
文獻利用LC串聯(lián)諧振電路研制了一臺40 kW/10 kV數(shù)字化高頻高壓脈沖電容充電電源,重點對提高功率密度和安全性能方面進行了研究,但未考慮分布電容。文獻基于移相閉環(huán)控制LCC串并聯(lián)諧振設計了電火花加工電源,克服了傳統(tǒng)電火花電源體積、重量大,效率低的問題,但諧振電流連續(xù),開關損壞較大,未考慮功率輸出。
這里通過分析,研制了LC串聯(lián)諧振變換器的實際電路,針對限功率條件下充電電流減小,利用率低,充電速度慢等問題,采用閉環(huán)控制策略對等效LCC串并聯(lián)諧振電路進行控制,提高了充電速度和電源利用率,效果良好。
2 3 kWLC串聯(lián)諧振電容充電電源
交流輸入整流后直流側(cè)電壓為200 V,電源輸出電壓7 kV,功率3 kW。由LC串聯(lián)諧振特性,根據(jù)恒流、峰值限定和輸出功率,計算選擇電路參數(shù)為:開關周期Ts=100μs,諧振電容C1=1μF,諧振電感L=60μH,諧振周期,若電流恒定,則Uo上升速率不變,故Uo波形斜率可反映充電電流變化。圖2中Uo波形斜率說明充電電流開始較大,0~4 kV階段,電壓變化率較小,充電電流變化較少,而在4~7 kV階段,電流隨著電壓升高迅速減小,說明實際電路不是恒流充電的LC串聯(lián)諧振電路,電路中高頻變壓器和整流硅堆存在分布電容,導致串聯(lián)諧振電路變?yōu)長CC串并聯(lián)諧振。
系統(tǒng)實際等效電路如圖3所示,其中,并聯(lián)諧振電容C2等效為變壓器和整流硅堆分布電容,L為諧振電感,C1為串聯(lián)諧振電容。
串并聯(lián)諧振電路中,負載電容Co通過整流橋及變壓器與C2并聯(lián),當C2兩端電壓使整流硅堆導通時,Co連接到電路中,電路為L和C1串聯(lián)諧
振,諧振周期為T1。當C2兩端電壓小于等效負載電容電壓,整流硅堆不能導通時,Co與電路斷開,此時電路為L,C1和C2諧振,諧振周期為T2。隨著Co電壓的升高,Co連接到電路的時間減少,諧振周期逐漸減小,而LC串聯(lián)諧振周期不變。圖4示出2 kV,4 kV時iL與Uo波形,對比圖4a,b得,隨著Uo的升高,諧振周期變短,符合串并聯(lián)諧振特點,證明實際電路為串并聯(lián)諧振。
恒頻時充電電流逐漸減小,輸出功率呈波峰狀,輸出功率最大為1.5 kW,遠小于設計的3 kW。在充電開始后一段時間即達到最大值,然后輸出功率逐漸減小。
根據(jù)上述分析得出該電路存在的問題:①實際電路為LCC串并聯(lián)諧振,隨著Uo升高,充電電流減小,越到后期充電速度越慢;②由于充電電流減小,造成輸出功率降低,達不到設計目標。
針對以上問題,采用充電電流閉環(huán)控制策略可使充電電流維持恒定,實現(xiàn)理想LC諧振恒流充電。但從輸出功率角度分析,電流閉環(huán)恒流充電輸出功率曲線與電壓相同,充電末期輸出功率最大,在限制輸入電源功率的場合,僅能按照最大功率值設計電源,而該電源只有在最后階段才達到最大功率輸出,電源利用率低,電源體積重量也較大。單純的電流閉環(huán)并不是最佳的控制策略。根據(jù)實際LCC串并聯(lián)諧振功率輸出波峰狀曲線,考慮使LCC達到較大功率后實現(xiàn)恒功率輸出(例如按1.2kW),不僅可以相對恒頻控制提高充電速度,還能減小電源的功率等級,從而減小體積重量,適合限功率、小型化場合。
4 閉環(huán)控制策略及軟件實現(xiàn)
根據(jù)上述分析,在實際LCC串并聯(lián)諧振電路中加入閉環(huán)控制策略,控制思想為:①充電開始階段,采用電流閉環(huán),使充電電流不變,為恒流控制;②根據(jù)功率變化曲線加入功率閉環(huán),在電源充電達到設定功率后改變充電電流,維持該功率輸出恒定,直到臨近設定充電電壓(95%),此階段為恒功率控制:③在充電電源臨近設定充電電壓時(95%),為提高充電精度,采取降低開關頻率,小電流充電,甚至可在達到充電電壓時,根據(jù)系統(tǒng)泄漏電流保持電容電壓恒定。
系統(tǒng)實現(xiàn)閉環(huán)控制時,需要反饋量,此系統(tǒng)需要充電電流、輸出功率和Uo。為簡化,系統(tǒng)僅采集檢測Uo,充電電流值根據(jù)Uo變化率計算得到,輸出功率通過Uo和充電電流相乘得到。
控制系統(tǒng)中,PI控制器因其控制簡單迅速,能克服余差,有良好的控制效果得到廣泛應用。圖5為PI閉環(huán)控制軟件流程圖。
將模擬PI控制變成采用DSP實現(xiàn)的數(shù)字PI后,控制性能更加靈活。數(shù)字PI控制器模型為:
系統(tǒng)中因電流和功率控制要求不高,為防止頻繁動作,電流閉環(huán)和功率閉環(huán)都采用帶死區(qū)的PI調(diào)節(jié)器,在誤差超出死區(qū)范圍時才進行調(diào)節(jié)控制。
軟件實現(xiàn)時,充電啟動命令,先對DSP的EV賦初值輸出PWM開始充電,定時器0定時中斷后,采集電容兩端電壓值U1,等待定時器0下一個定時中斷,采集電容兩端電壓值U2,根據(jù)U1,U2,電容容量Co以及定時器0定時中斷時間T計算充電電流和功率:
Io=Co△u/△t=Co(U2-U1)/T,P=UIo=(U1+U2)Io/2 (3)
計算出充電電流和功率后,判斷如果未達到設定功率(1.2 kW),采用電流PI控制算法,改變逆變部分開關頻率和占空比,維持充電電流恒定;如果達到設定功率后,采用功率PI算法,改變逆變部分開關頻率和占空比,使輸出功率恒定。在未達到設定電壓95%前,不斷地循環(huán)采集計算,執(zhí)行PI控制,到Uo達到設定電壓95%,EV PWM賦初值,小電流充電,達到設定的Uo,PWM停止輸出,完成充電。
電容充電完成后,若沒有立即釋放,由于電容或放電回路存在泄漏電流,導致電容兩端電壓逐漸減小,如果要求電壓精度較高,還可在充電末期加入小電流恒壓,保持閉環(huán)控制。
5 閉環(huán)實驗結(jié)果及分析
完成軟件編寫調(diào)試之后,利用600μF,15 kV高壓脈沖電容進行閉環(huán)控制充電的實驗,設定Uo=7 kV,功率1.2 kW。圖6a示出閉環(huán)后iL包絡和Uo波形。對比圖6a與圖2可知,恒頻時7 kV充電時間22 s,閉環(huán)后充電時間為17 s,充電速度明顯變快。圖6a中Uo波形前一階段斜率基本不變,為恒流充電。
根據(jù)實驗數(shù)據(jù)記錄得圖6b所示閉環(huán)后Uo、充電電流Io和輸出功率Po曲線,Po最大1.2 kW,在達到1.2 kW前Io基本恒定,充電到接近7 kV時Io改為小電流,Po下降。實驗效果理想。
采用閉環(huán)控制后,可實現(xiàn)1.2 kW恒功率輸出,原設計的3 kW電源系統(tǒng)主電路參數(shù)均可減小,從而減小變壓器、濾波元件、開關管等體積和重量,在設計其他電源時可減小電路功率等級,對電源的小型化和減輕重量有重要意義。
需注意的是,閉環(huán)控制調(diào)節(jié)開關頻率時,開關頻率有一個限制范圍,需保證滿足IGBT的軟開關。通過觀察恒頻控制時各個充電階段的諧振周期,判斷出諧振周期的變化范圍,根據(jù)此變化范圍來確定開關周期的變化范圍,使開關周期大于2倍諧振周期,實現(xiàn)軟開關。
通過實驗發(fā)現(xiàn),恒頻控制時充電后期諧振周期縮小到35μs,諧振正半周時間變化較小(分布電容較小),故末期開關周期必須大于70μs,導通時間大于25μs,取開關周期最小為72 μs,導通時間最小為26μs(導通時間不變),在PI控制過程中需要滿足此限制,故系統(tǒng)需要既調(diào)節(jié)開關頻率,又調(diào)節(jié)占空比。開關周期的最大限制可在滿足應用的條件下選擇合適的值。
圖6c示出采用閉環(huán)控制后充電到6 kV時的iL和Uo,由圖中iL波形可見充電到6 kV時,諧振電流仍為斷續(xù),諧振正半周大概25μs,滿足軟開關。
6 結(jié)論
實際的LC串聯(lián)諧振電容充電電源都是LCC串并聯(lián)諧振,采用閉環(huán)控制策略可改善LCC串并聯(lián)諧振電路的性能,提高充電速度及電源利用率,降低電源功率等級,減小電源的體積和重量,適合限制功率,要求小型化的場合。
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