標簽：斷續(xù)模式 雙輸出 功率因數(shù)校正 PFC

摘要： 提出了一種工作于斷續(xù)模式( DCM) 雙輸出單級反激功率因數(shù)校正( PFC) 變換器驅動高亮LED 的方法。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨立調節(jié)，提高了驅動器的可靠性; 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現(xiàn)兩路恒流輸出，進而降低了驅動器的成本; 變換器工作在DCM、定頻、定占空比時，可獲得較高的功率因數(shù)。最后通過仿真與實驗驗證本文研究結果的正確性與有效性。

1 引言

如今，LED 已經廣泛應用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據(jù)IEC 61000-3-2 C 類法規(guī)，需要對大于25W 的LED 通用照明驅動器進行功率因數(shù)校正( Power Factor Correction,PFC) ,因此低成本的功率因數(shù)校正方案成為關注的研究課題。

AC /DC 變換器中常見的有源功率校正( Active PowerFactor Correction,APFC) 電路是兩級PFC 電路，前一級電路用來進行功率因數(shù)校正，后一級電路用作DC /DC 變換器。由于存在兩個級聯(lián)功率級，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現(xiàn)了另一類APFC 拓撲，這類拓撲把PFC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個有源功率開關，成為單級AC /DC 變換器，進而降低了成本，這種APFC 電路現(xiàn)在已經廣泛應用于鎮(zhèn)流器，充電器中。

將多路輸出變換器作為LED 驅動器，可實現(xiàn)用一個變換器滿足多個不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動器的成本。而傳統(tǒng)的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調節(jié)方式，雖可實現(xiàn)多路恒壓輸出，但不能實現(xiàn)多路恒流輸出。基于此，本文提出了一類雙輸出單級反激PFC 拓撲。

此類拓撲在DCM 下，即可實現(xiàn)各路獨立調節(jié)的恒壓輸出，也可實現(xiàn)各路獨立調節(jié)的恒流輸出，并且實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨立調節(jié)，從而可使每路分別驅動不同類型的LED,而且驅動器其中一路故障不會影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性; 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現(xiàn)兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進而降低了驅動器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數(shù)。最后通過仿真與實驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。

2 獨立調節(jié)雙恒流輸出反激拓撲

圖1 為獨立調節(jié)雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開關時序。圖1 (a) 為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個獨立繞組提供。

圖1( b) 為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個繞組分時提供。無論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個電路滿足D1a + D2a 0. 5,并且D1b +D2b 0. 5,則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb,通過時分復用信號TMS ( Time-Multiplexing Signal,TMS) 分別對兩路進行復用控制。如圖1 ( c) 所示，當Soa = 1,變換器對A 路輸出進行調節(jié)，原邊開關電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續(xù)流階段電流Isb線性下降，D3a T = ( 1 - D1a - D2a) T 時，電流Isb為零，此時，變換器處于DCM 工作模式; 當Sob = 1,變換器對B 路輸出進行調節(jié)，若B 路工作時變換器也處于DCM 工作模式，就可實現(xiàn)兩路無交叉影響控制。

圖1 獨立調節(jié)雙路輸出單級反激PFC變換器及其開關時序

Flyback 變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數(shù)。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實現(xiàn)較高的功率因數(shù)，那么整個變換器也可以實現(xiàn)較高的功率因數(shù)。

3 功率因數(shù)校正控制實現(xiàn)

如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級反激PFC LED 驅動器及控制實現(xiàn)。每路均采用LED串聯(lián)方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個參考電壓Vref1、Vref2進行比較，再通過誤差比較器產生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時與這兩個誤差信號進行比較產生C1,C2 信號。

由時分復用信號產生器產生的時分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進而決定在一個周期內控制器選擇每路的占空比信號C1 或C2.選擇器的輸出信號Vs1經過隔離后作為主開關Q1 的驅動信號，而時分復用信號Vsa( TMS) 及其互補信號Vsb分別作為開關Q2、Q3 的驅動信號。

圖2 雙路輸出單級反激PFC 驅動器及控制環(huán)路示意圖。

圖3 所示為雙路輸出單級反激PFC 變換器原邊電流iQ1,副邊電流iQ2,iQ3的控制時序示意圖，圖中時分復用信號( TMS ) 決定了調節(jié)的支路。當TMS = 1 時，變換器對A 路進行調節(jié)，此時變換器根據(jù)A 路的設計參數(shù)進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_A( θ) 和Ipkp_Q2( θ) 所示; 當TMS = 0 時，變換器對B 路進行調節(jié)，此時變換器就根據(jù)B 路的設計參數(shù)進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_B( θ) 和Ipkp_Q3( θ) 所示; 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg( θ) 所示。

圖3 雙路輸出單級反激PFC 變換器控制時序示意圖。

為了實現(xiàn)定占空比控制，單級反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設置的誤差放大網(wǎng)絡對輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會很敏感，即可實現(xiàn)定占空比要求，從而實現(xiàn)PFC。