摘要：采用有源功率因數校正(APFC)及同步整流技術設計了一款實用反激式開關電源裝置。樣機實驗結果表明，所設計的APFC開關電源的功率因數達到0.952~0.989,整個電源系統的效率高于85.8%,且總諧波電流畸變率3.75%,電磁污染程度較低，因而此裝置具有實用推廣價值。

0 引言

隨著電子信息產業(yè)技術的快速發(fā)展，開關電源裝置得到了廣泛的應用。但傳統開關電源也存在對電網造成污染以及工作效率低等問題，因此運用新技術改善開關電源性能已經成為目前國內外業(yè)界的研究熱點，而且在開關電源設計中通過功率因數校正(PowerFactorCorrection—PFC)技術降低電磁污染及利用同步整流技術提高效率的研發(fā)途徑尤其受到重視。文獻[2]、[3]專題研討了有源功率因數校正(APFC)技術;文獻[4]綜述了單相并聯式技術的最新發(fā)展;文獻[5]、[6]分別優(yōu)化設計了帶負載電流反饋、單開關、并聯式PFC芯片的AC/DC變換器和升壓式PFC變換器。但上述文獻研制的電源系統效率只有80%左右，且未見相關電源系統整機實驗測試的報道。

本文以降低開關電源功耗和電磁污染為出發(fā)點，將PFC技術、準諧振DC/DC變換與同步整流技術相結合，設計并制作了一款高效低電磁污染的“綠色”開關電源裝置，既獲得了較高的功率因數，改善了對電網的影響，又顯著提高了工作效率，且控制簡單，具有一定的應用價值。

1 開關電源總體設計方案

開關電源的總體結構如圖1所示，它主要由220V交流電壓整流及濾波電路、功率因數校正電路、DC/DC變換器三大部分組成。

220V交流電經整流供給后級功率因數校正器。

采用Boost型功率因數校正電路來提高電源的輸入功率因數，同時降低了諧波電流，減小了諧波污染。圖1中功率因數校正PFC的輸出為一直流電壓UC,通過DC/DC變換可將這一電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。通過輸出直流電壓Uo1(12V)的采樣來控制APFC和24V變換器的工作。

為了改善開關電源的性能，本電源實際制作時還增加了一些附屬電路(圖1中未全示出)。一是保護電路，可防止負載本身的過壓、過流或短路;二是軟啟動控制電路，它能保證電源穩(wěn)定、可靠、有序地工作，防止啟動時電壓電流過沖;三是浪涌吸收電路，可防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過高、高頻輻射和高次諧波的產生。

2 關鍵技術及核心器件選擇

本電源系統設計的關鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數校正電路，使輸入電流受輸入電壓嚴格控制，以實現更高的功率因數;采用同步整流技術以減少整流損耗，提高DC/DC變換效率;選用反激式準諧振DC/DC變換器既能增強對輸入電壓變化的適應能力，又可降低工作損耗。

2.1APFC芯片及控制方案

電源系統中選用性能優(yōu)良的Infineon(英飛凌)公司的APFC芯片TDA4863,所設計的功率因數校正主電路及元器件參數見圖2,開關管VT1選用增強型MOSFET。具體控制方案為：從負載側A點反饋取樣，引入雙閉環(huán)電壓串聯負反饋，以穩(wěn)定DC/DC變換器的輸入電壓和整個系統的輸出電壓。

2.2準諧振DC/DC變換器

DC/DC變換器的類型有多種。本設計方案選擇隔離式，可以保證用電安全。隔離式DC/DC變換形式又可進一步細分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中半橋式、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場合，它們激勵電路復雜，實現起來較困難，而正激式電路和反激式電路則簡單易行。但由于反激式比正激式更適應輸入電壓有變化情況，且本電源系統中PFC輸出電壓會發(fā)生較大的變化，故本設計中的UC/Uo變換采用反激方式，有利于確保輸出電壓的穩(wěn)定不變。

普通反激型(flyback)變換器在MOSFET開通時的漏極電壓一般較高，這就增加了MOSFET的開通損耗。本設計采用ONSMEI(安森美)公司的準諧振型PWM驅動芯片NCP1207,它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時開通，改善了開通方式，減小了開通損耗。

圖3是利用NCP1207芯片設計的反激變換器電路，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO一路直接連接變壓器初級線圈L1,另一路經電阻R3連接到NCP1207高壓端8腳，使電路起振工作，形成軟啟動電路;5腳輸出驅動脈沖開通開關管VT,L1存儲能量。

當驅動關閉時，線圈L2和L3釋放能量，次級經整流濾波后供電給負載。輔助線圈L3釋放的能量一部分經整流濾波供電給VCC,形成自舉電路，另一部分經電阻R1和R2分壓后送到1腳，來判斷VT軟開通時刻;光耦P1反饋來自輸出電壓的信號，經電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入2腳，以調節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定，此為電壓反饋環(huán)節(jié)。電阻R6取樣主電流信號，經串聯電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入3腳，此為電流反饋環(huán)節(jié)。電容C6起到兩個作用：一是緩沖開關管VT的關斷;二是與初級線圈形成諧振使變壓器磁心恢復。

2.3同步整流技術

電源系統采用電流驅動同步整流技術[8]?；舅悸肥峭ㄟ^使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側的整流二極管工作，可以很大限度地降低整流損耗，即通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅動信號，VT在流過正向電流時導通。而當流過自身的電流為零時關斷，使反相電流不能流過VT,故MOSFET與整流二極管一樣只能單向導通。與電壓型同步整流技術相比，電流驅動同步整流技術對不同的變換器拓撲結構適應性好。

選擇同步整流管主要是考慮管子的通態(tài)電流要大，通態(tài)電阻小，反向耐壓足夠(應按24V時變壓器次級變換反向電壓計算)，且寄生二極管反向恢復時間則要短。經對實際電路的分析計算，選用Onsemi公司生產的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓電壓為100V,通態(tài)電流為100A,通態(tài)電阻為11m!,反向恢復時間為145ns,開通延遲時間和關斷延遲時間分別為48ns和186ns,能滿足系統工作要求。