摘要： 提出了一種高效率綠色模式降壓型開關電源控制器芯片的設計方案，特點是采用PWM/ Burst 多模式控制策略提高全負載條件下的電源轉(zhuǎn)換效率。 由于降低了低負載和待機條件下的電源功耗，可減小由電池供電的現(xiàn)代便攜式設備的靜態(tài)功耗，延長設備的待機時間和電池的壽命。 芯片還實現(xiàn)了模式轉(zhuǎn)換過程中的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。 此外，還引入一種高精度、高效率的片上電流檢測技術(shù)，進一步降低了功耗。 該芯片在115μm BCD (bip ola r2CMOS2DMOS) 工藝下設計和制造，測試結(jié)果表明芯片已達到預期的性能要求。

1 引言

降壓型集成開關電源控制器廣泛應用于各類便攜式設備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關電源的效率提出了越來越高的要求。

為提高效率和減少片外元器件， 目前應用的Buck變換器通常集成了功率開關和同步整流開關。 同時， 為減小片外電感元件的尺寸以適應便攜式設備的應用，開關頻率往往設置為幾兆甚至更高的數(shù)量級。 由此帶來的問題是，當變換器工作在輕載條件下， 開關損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設備恰恰常工作于待機狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關注。

解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術(shù)有PFM/ PWM 多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動等，但是它們有一個共同的缺點：開關頻率隨負載調(diào)制，這使片外濾波器的設計變得相當復雜。

本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點是減少了開關損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。 此外，Burst 模式還可以根據(jù)應用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準法實現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負載遲滯。 同時，芯片引入片上電流檢測技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關和同步整流開關的集成也簡化了片外應用電路的設計。

2 系統(tǒng)設計

本文提出的綠色模式降壓型開關電源控制器是一個恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關和同步整流開關均由片上集成。 系統(tǒng)原理如圖1 所示。

圖1 系統(tǒng)原理圖

2. 1 峰值電流PWM控制模式

DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡單的補償電路等優(yōu)點而被廣泛采用。

作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據(jù)電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐撦d變化的瞬態(tài)響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優(yōu)點，應用最為廣泛。

峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。 控制環(huán)路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

V sense = Vin - KIsense (1)

式中 V in是輸入電源電壓;V sense 是電流檢測模塊檢測到的電壓信號; Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。 另外，圖2 中的V peak 信號即為受電壓環(huán)控制的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

圖2 　峰值電流控制過程

在每個周期開始時，由時鐘上升沿置位主RS 觸發(fā)器，功率開關打開，變換器進入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當電感電流達到峰值， 即V sense達到V peak時，電流比較器( Icomp ) 的輸出復位RS 觸發(fā)器控制功率開關關斷。 這就是電流環(huán)的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。 具體地說，當反饋電壓下降到基準以下時，誤差放大器( EA) 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。

在功率開關關斷的時間間隔內(nèi)， 傳統(tǒng)的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。 因此，當肖特基二極管導通時，它的導通壓降(典型值013V)引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導通損耗，引入了同步整流技術(shù)。 同步整流即采用一個同步功率開關代替整流二極管。 當同步整流開關導通時，導通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對于導通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應用當中，同步整流可以有效地提高開關電源變換器的效率。

由于同步整流開關和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控制電路和保護電路。

首先，在功率開關和同步整流開關兩個開關轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設置一個死區(qū)時間(anti2shoot2thru) 來防止兩個開關同時導通導致輸入電源短路。 在死區(qū)時間內(nèi)，功率開關和同步整流開關都關斷，此時電流由同步整流開關上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時間越短就越能減少功耗，一般設計在10ns 左右(1MHz 工作頻率下) .

其次，同步整流開關不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ?，當變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個周期開始之前，同步整流開關上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時，電感電流反向相當于從負載抽電流，導致能量的浪費以及變換器效率的降低。 因此必須設計一個防止同步整流開關電流反向的檢測電路( rever se) 來檢測電流方向。 本設計是利用檢測SW 點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控制同步整流開關關斷。

2. 2 Burst 控制模式

在輕載情況下，這個多模式開關電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關根據(jù)負載情況連續(xù)工作幾個周期再關斷幾個周期，因此可以有效地減少開關損耗和降低靜態(tài)功耗。 對于便攜式設備應用來說，輕載情況下的變換器效率是一項非常重要的指標，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作過程如圖3 所示。

圖3 Burst 模式工作過程