摘要：最近，對(duì)帶有同步整流電路的有源箝位ZVS－PWM控制串聯(lián)諧振變換器的研究和應(yīng)用不斷取得進(jìn)展。不過(guò)，當(dāng)輸入電壓偏離特定值時(shí)，其效率會(huì)嚴(yán)重下降。通過(guò)對(duì)其各種工作模態(tài)轉(zhuǎn)換的分析，闡明了效率下降的原因。為解決這種效率下降，使用了帶有分立電感和耦合電感的倍流型同步整流電路模型，并分析了其穩(wěn)態(tài)特性。通過(guò)實(shí)驗(yàn)，比較了中心抽頭型和耦合電感型效率變化曲線。最后，通過(guò)分析和比較，得出結(jié)論。提出了一個(gè)整流電路，在較大輸入電壓范圍內(nèi)和低輸出電壓，大輸出電流的負(fù)載條件（3.3V,5A）下獲得了85％的較高效率。

關(guān)鍵詞：有源箝位；串聯(lián)諧振；同步整流EfficiencyImprovementofSynchronousRectifierina

ZVSPWMControlledSeriesResonantConverterwithActiveClamp

1引言

開(kāi)關(guān)變換器在很多電子和通信設(shè)備的電源中得到廣泛應(yīng)用。近來(lái)，低輸出電壓和大輸出電流的負(fù)載條件對(duì)開(kāi)關(guān)變換器提出了新的要求。為了滿足這些要求，很多類(lèi)型的諧振變換器已被提出和利用。然而，這些變換器的輸出電壓通常由開(kāi)關(guān)調(diào)制頻率所控制。因此，這導(dǎo)致了諸如最小開(kāi)關(guān)頻率限制了輸出濾波電容減小等問(wèn)題。為了消除這些限制，一種新穎的帶有源箝位電路ZVS－PWM控制的電流模式諧振變換器被提了出來(lái)[1，2]。這種變換器工作在一個(gè)固定的開(kāi)關(guān)頻率，其輸出電壓通過(guò)主開(kāi)關(guān)管的PWM控制信號(hào)來(lái)調(diào)節(jié)。其穩(wěn)態(tài)特性和ZVS條件在相關(guān)文獻(xiàn)中有詳細(xì)的討論[3～5]。但是，這種變換器在特定的輸入電壓下有較高的效率，當(dāng)輸入電壓偏離特定值時(shí)，效率會(huì)嚴(yán)重下降。

本文通過(guò)對(duì)這種變換器的各個(gè)工作模態(tài)轉(zhuǎn)換的分析，說(shuō)明了其效率下降的原因。通過(guò)分析可以說(shuō)明，當(dāng)輸入電壓偏離特定值時(shí)，發(fā)生了環(huán)流現(xiàn)象，導(dǎo)致了能量的回饋，效率下降。為解決這種問(wèn)題，使用了一種倍流型同步整流電路，它帶有分離電感或耦合電感兩種方案。這種整流電路在較大輸入電壓范圍和低輸出電壓、大輸出電流的情況下獲得了85％的效率。

2帶中心抽頭同步整流ZVSPWM控制的串

聯(lián)諧振變換器

帶中心抽頭同步整流ZVSPWM控制的串聯(lián)諧

圖1具有中心抽頭同步整流電路的有源箝位ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器

圖2圖1所示變換器的關(guān)鍵波形

有源箝位ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器中提高同步整流效率的研究

振變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，其重要參量的波形見(jiàn)圖2。電路設(shè)計(jì)參數(shù)值見(jiàn)表1。

表1變換器參數(shù)值Vin48V
CA1μF
LA73μH
S1,S2IRF540
Lr23.76μH
Cr33.4μF
諧振頻率(1/2π)(LrCr)－1/2178kHz
開(kāi)關(guān)頻率fs200kHz
匝比n13
S3,S4MTP13N50/
Co220μF
圖2中，有源箝位電路和主開(kāi)關(guān)管產(chǎn)生方波電壓，其幅度隨主開(kāi)關(guān)管的占空比變化。這一幅度調(diào)制輸入電壓被加在由Lr和Cr組成的串聯(lián)諧振電路上。開(kāi)關(guān)頻率被選在稍高于諧振頻率處。由于串聯(lián)諧振電路有一很高的品質(zhì)因數(shù)，所以，電流的基波部分通過(guò)諧振支路，而諧波部分會(huì)被大大抑制。這樣，基波部分通過(guò)變壓器被輸出電路整流和濾波。開(kāi)關(guān)管S1和S2在留有一定的死區(qū)時(shí)間后交替導(dǎo)通。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，S1和S2的寄生電容通過(guò)諧振電流Ir和電感LA磁化電流被充電和放電而實(shí)現(xiàn)ZVS工作。

如果以D表示主開(kāi)關(guān)管S1的占空比，把輸出級(jí)和負(fù)載電阻RL看作一等效AC電阻RAC=8RL/π，輸出電壓Vo為Vo=(1)

式中：Zr=(nRAC＋Rr)2＋[ωsLr－1/(ωsCr)]2

ωs=2πfs;（2）

Rr是串聯(lián)諧振支路中的寄生串聯(lián)電阻。

在此變換器中，最大效率88.6％是在輸入電壓為48V的時(shí)候獲得的。然而，當(dāng)輸入電壓偏離48V的時(shí)候，效率會(huì)嚴(yán)重下降。

3效率下降原因分析

31變換器的工作狀態(tài)

圖3給出了變換器所有可能的工作模態(tài)。表2給出了在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期里的所有可能的工作模式和每一模式中模態(tài)轉(zhuǎn)換次序。在圖3中，模態(tài)1和模態(tài)3表示能流從輸入端傳送到輸出端。模態(tài)2和模態(tài)4對(duì)應(yīng)于在模態(tài)1和模態(tài)3之間的過(guò)渡狀態(tài)。模態(tài)5和模態(tài)6表示能流從輸出電容反饋到輸入端。這種能流回饋狀態(tài)是同步整流所特有的。在二極管整流電路中，只有能流前饋，即能量從輸入端流到輸出邊的狀態(tài)，而沒(méi)有能流回饋狀態(tài)，即能量從輸出端回流到輸入端。然而，在用MOSFET作同步整流的電路中，當(dāng)柵源電壓vgs大于閾值時(shí)，MOSFET會(huì)一直保持開(kāi)通。因此，圖3中模態(tài)5及模態(tài)6能量回饋的現(xiàn)象出現(xiàn)了。環(huán)流增加了能量損耗，導(dǎo)致效率的下降。產(chǎn)生環(huán)流的波形如圖4所示。

32占空比D的范圍

能流回饋現(xiàn)象依賴(lài)于主開(kāi)關(guān)管的占空比。于是，抑制能流回饋現(xiàn)象出現(xiàn)的合適占空比即是在模式Ⅱ中，必須在模態(tài)5出現(xiàn)之前直接從模態(tài)3到模態(tài)4。據(jù)這一條件，則模態(tài)3必須在1/（2fr）內(nèi)完成，即必須在一半諧振周期內(nèi)完成模態(tài)3。fr由Lr，Cr決定，若開(kāi)關(guān)周期由Ts表示，則這一關(guān)系由下式表示

(a)模態(tài)1