(a) 模式1

(b) 模式2

圖3 兩種對稱的優(yōu)化開關(guān)模式

(a) 模式1

(b) 模式2

圖4 兩種不對稱的優(yōu)化開關(guān)模式

2 高頻SVPWM逆變器的設(shè)計

2.1 硬件設(shè)計

高頻逆變電源要求控制器能夠在最短的時間內(nèi)，完成全部控制運算。對各種單片機和DSP的性能進行比較篩選后，本文設(shè)計的逆變器數(shù)控系統(tǒng)采用TI公司DSP24x系列的最新成員TMS320LF2407A。該芯片具有同類DSP中最優(yōu)越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可實現(xiàn)高頻SVPWM逆變電源數(shù)字控制系統(tǒng)的設(shè)計。在TMS320LF2407A時鐘輸入引腳上接20MHz晶振，后經(jīng)內(nèi)部鎖相環(huán)倍頻后得40MHz時鐘頻率，這樣指令執(zhí)行周期可縮為25ns，較C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A還具有外部集成度更高，程序存儲器更大，A/D轉(zhuǎn)換速度更快的特點，且其獨特的空間矢量PWM波形產(chǎn)生電路，更為完成高頻SVPWM算法提供了方便，同時可使數(shù)字控制系統(tǒng)最小化。

對于輸出頻率為1000Hz的逆變器，開關(guān)頻率至少要在20kHz以上，但是開關(guān)頻率過高又會給DSP的運算及A/D轉(zhuǎn)換帶來壓力。另外，死區(qū)時間在理想脈寬中所占的比例過大，對調(diào)制線性度也會造成不良影響，經(jīng)權(quán)衡，本系統(tǒng)控制周期取為23.8μs，這樣采用優(yōu)化模式1時的開關(guān)頻率為6的倍數(shù)42kHz，而采用優(yōu)化模式2，開關(guān)頻率僅為28kHz。普通的IGBT已經(jīng)無法承受這么高的開關(guān)頻率，所以，逆變器主電路采用分立MOSFET(IRFPC60)組成的三相橋式電路結(jié)構(gòu)。為實現(xiàn)高頻信號驅(qū)動，和最大地簡化電路，硬件設(shè)計中除了采用貼片式DSP外，還采用IR公司的高壓浮動MOS柵極驅(qū)動芯片IR2130。

圖5為逆變器系統(tǒng)示意圖。實際工作時，DSP在每個控制周期中經(jīng)A/D采樣頻率給定信號后，根據(jù)V/F控制原理和改進的SVPWM算法，選擇優(yōu)化開關(guān)模式，來產(chǎn)生6路PWM信號，經(jīng)高速光耦隔離后送IR2130驅(qū)動6個MOS管來帶動一個三相感性負(fù)載工作。

圖5 逆變器系統(tǒng)示意圖

IR2130為單電源＋15V工作；可直接驅(qū)動600V高壓系統(tǒng)；自帶硬件死區(qū)和欠壓鎖定功能與過流保護功能；通過外圍自舉電路，可同時驅(qū)動3個橋臂的6個MOS管。注意到采用圖3所示優(yōu)化開關(guān)模式2時，生成的PWM波中會出現(xiàn)一段長時間導(dǎo)通或關(guān)斷的脈沖信號，這就要求IR2130的自舉電容能夠提供足夠大的驅(qū)動電荷，否則，將無法驅(qū)動高端MOS管。自舉電容所需的最小電容值，可由式（5）計算。

C≥牛5）

式中：Q_g為高端器件柵極電荷；

f為工作頻率；

I_qbs(max)為高端驅(qū)動電路最大靜態(tài)電流；

I_cbs(leak)為自舉電容漏電流；

Q_ls為每個周期內(nèi)，電平轉(zhuǎn)換電路中的電荷要求；

V_cc為芯片供電電壓；

V_f為自舉二極管正向壓降；

V_ls為低端器件壓降或高端負(fù)載壓降。

經(jīng)計算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB電容作為自舉電容。

電路設(shè)計中考慮高頻逆變器的安全運行，還通過DSP的信號采集，進行過、欠壓，過流，過溫等保護電路的設(shè)計。

硬件系統(tǒng)采用TOPSwitch反激式電源，分別為控制電路，驅(qū)動電路，保護電路提供＋5V，±15V等5路相互隔離的輔助電源。