2.2 軟件設計

在軟件編寫中，根據(jù)高頻逆變電源的控制要求，全部采用編譯效率最高的匯編語言，這樣可更有效地利用TMS320LF2407A的高速數(shù)據(jù)處理能力。同時，軟件中盡量使用240x系列DSP的復合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精簡程序，減小DSP運算量。以下將結合改進的SVPWM算法，分別對兩種開關優(yōu)化模式進行編程。

2.2.1 優(yōu)化模式1的純軟件波形生成法

該法從開關時間參數(shù)的計算到輸出向量的選取，全部采用軟件實現(xiàn)。軟件由三部分組成，即主程序，定時器周期中斷子程序和保護中斷子程序。主程序負責各種初始化工作；保護子程序完成故障監(jiān)控和故障處理功能。程序主體為定時器周期中斷子程序，負責完成SVPWM的改進算法及模式1的PWM波輸出。程序流程圖如圖6所示。

圖6 程序流程圖

2.2.2 優(yōu)化模式2的混合波形生成法

為實現(xiàn)優(yōu)化模式2的開關動作，可利用TMS320LF2407A內(nèi)部極大簡化的電壓空間矢量PWM波形產(chǎn)生硬件電路，即軟件結合集成硬件的混合波形生成法。在軟件中只要對相應的控制寄存器進行設置即可。必須添加的步驟如下：設置COMCONA寄存器使DSP工作于空間矢量PWM模式；查表并將每個控制周期中初始向量（U_X）的開啟方式寫入到ACTRA.14～12位中，如U1的寫入值為（100）；將“1”（“1”表示參考向量U_ref為順時針旋轉，“0”表示U_ref為逆時針旋轉）寫入ACTRA.15中；最后將T₁/2寫入到CMPR1寄存器，將（T₁＋T₂）/2寫入到CMPR2寄存器。這樣，空間矢量PWM波形產(chǎn)生硬件電路將根據(jù)初始向量和參考向量的旋轉方向，自動選擇模式2所示的優(yōu)化開關組合。

3 實驗結果分析

為驗證本文提出的SVPWM改進算法和兩種優(yōu)化開關模式的實際效果，首先進行了MATLAB仿真驗證?？刂葡到y(tǒng)仿真模型如圖7所示。由于數(shù)字化SVPWM逆變器模型實為一個離散控制系統(tǒng)，所以采用MATLAB中的S函數(shù)編程，來模擬SVPWM離散算法，只要改變S函數(shù)輸出向量的時間和順序就可分別實現(xiàn)兩種優(yōu)化開關模式的控制仿真，圖7中cqc模塊為S函數(shù)模塊。

圖7 控制系統(tǒng)仿真模型

圖8及圖9分別為感性負載下兩種優(yōu)化模式在1000Hz輸出時的仿真波形。其中u_an及u_bn為經(jīng)過一階RC濾波后的相電壓波形，u_ab為RC濾波后的線電壓波形，i_s－a為對應電流波形。由仿真波形可見，采用開關優(yōu)化模式1時，相電壓為典型的馬鞍波形，其對應的線電壓、線電流諧波含量很小，不過在一個采樣周期中開關次數(shù)較多。而采用優(yōu)化模式2時，相電壓中出現(xiàn)了微小畸變，使得輸出線電流諧波含量增加，但是它的開關損耗僅為前面的67％，這將有利于高頻逆變器向更高的控制頻率發(fā)展。可見二者各有優(yōu)缺點。

圖8 優(yōu)化模式1仿真波形（1000Hz）

圖9 優(yōu)化模式2仿真波形（1000Hz）

圖10及圖11為在TMS320LF2407A最小控制系統(tǒng)下的實驗波形，可見與仿真波形相似。實驗樣機設計輸出功率為2000V·A，輸入是220V，50Hz單相交流電,輸出為可在0到1000Hz連續(xù)變化的三相交流電。由于IR2130自帶2μs的死區(qū)，使得模式2的PWM波形不再具有對稱性，這導致了實驗中輸出相電壓馬鞍波形畸變得更大些。但從線電壓，線電流上看，兩種方法所輸出的波形均具有很高的正弦性。

t/（500μs/格)

圖10 純軟件SVPWM波形生成法實驗波形（1000Hz）

t/（500μs/格)

圖11 混合SVPWM波形生成法實驗波形（1000Hz）

另外，經(jīng)過計算可知，改進SVPWM算法后，采用兩種開關優(yōu)化模式的周期中斷子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs內(nèi)執(zhí)行完畢，而控制周期為23.8μs，這就為DSP完成其他更復雜的電機控制程序預留了足夠的程序處理時間。

4 結語

實驗證明改進SVPWM算法后，本文所設計的基于TMS320LF2407A的高頻SVPWM逆變電源樣機，在采用兩種優(yōu)化開關模式后，不但具有直流電壓利用率高，軟件開發(fā)周期短等優(yōu)點，而且還可達到提高輸出波形質(zhì)量和減少開關損耗的效果，具有一定的實用價值。