O 引言
傳統(tǒng)的全橋(Full-bridge――FB)PWM變換器適用于輸出低電壓、大功率的情況．以及電源電壓和負載電流變化范圍大的場合。為避免開關(guān)過程中的損耗隨頻率增加而急劇上升，在移相控制(Phase―Shifting Control――PSC)技術(shù)的基礎(chǔ)上利用功率MOS管的輸出電容和變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋變換器的4個開關(guān)管依次在零電壓下導通，實現(xiàn)恒頻軟開關(guān)．稱為全橋零電壓開關(guān)PWM變換器。它由于實現(xiàn)ZVS主要靠變壓器漏感儲能，但在輕載的條件下，電感能量不夠大，因此PSC FB ZVS―PWM變換器的滯后橋臂不易滿足ZVS條件。所以有人開發(fā)出一種PSCFB ZVZCS―PWM變換器，這種電路在保證超前橋臂開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開通的條件下，利用在變壓器原邊串聯(lián)一個飽和電感Ls的方法，實現(xiàn)滯后臂的零電流關(guān)斷。其特點是滯后橋臂開關(guān)不再并聯(lián)電容，以避免開通時電容釋放的能量加大開通損耗。但是，外部加大電感會儲存額外的能量從而產(chǎn)生大循環(huán)電流而加大損耗。
本文中提出了一種新型ZVZCS移相全橋PWM控制變換器，在超前橋臂實現(xiàn)ZVS的基礎(chǔ)上，讓滯后橋臂實現(xiàn)零電流開通與關(guān)斷。

l 電路拓撲及其工作原理
電路拓撲如圖1所不。在新的拓撲結(jié)構(gòu)中，傳統(tǒng)移相全橋PWM控制變換器巾的變壓器中兩個獨立且相同參數(shù)的變壓器替代，在前半個周期中，一個變壓器實現(xiàn)傳統(tǒng)電路巾的功能，另一個作為電感起作州。在后半個周期中互換功能。圖l中D3和D4分別串聯(lián)在滯后橋臂開關(guān)管S3和S4上用來阻斷反向電流，實現(xiàn)零電流開通。取阻斷電容Cb值較小使得VCb的紋波夠大，使得開關(guān)管上電流能夠迅速減小到零。

為了簡化分析，作如下假設(shè)：
(1)所有的開關(guān)器件可以近似為理想器件；
(2)兩個變壓器的參數(shù)相同，變壓器Tl與T2的勵磁電感Lm1等于Lm2為Lm；
(3)C1=C2=Cr
將其工作過程分為8個模態(tài)進行分析。圖2給出了電路的主要工作波形，圖3給出了電路各個階段的等效電路。各開關(guān)模態(tài)的工作情況描述如下。

(1)模態(tài)l|t0～t1| 對應(yīng)于圖3(a)。S1和S4導通。原、副邊電流回路如圖所示。阻斷電容正向充電，到t1時刻，其上電壓為Vcb(t1)，輸出整流管DS2自然關(guān)斷，所有負載電流均流過DS1。T1作為變壓器傳輸能量到輸出，而T2的勵磁電感作為輸出電感。

式中：n為變壓器變比。

原邊電流ip為

T1原邊繞組上電流的斜率為

(2)模態(tài)2[t1～t2] 對應(yīng)于圖3(b)。在t1時刻關(guān)斷S1，原邊電流ip從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C2支路中，以相同的速率給C1充電，同時C2被放電。由于有C1和C2，S1是零電壓關(guān)斷，而同時由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

當C2放電完畢、VDS2下降到零后，ip通過S2的反并二極管D2續(xù)流。如圖2中當VDS2下降到零后立即開通S2，實現(xiàn)零電壓開通。
該模態(tài)的時間為

(3)模態(tài)3[t2～t3] 對應(yīng)于圖3(c)。開關(guān)S2零電壓導通。Vp等于零，所以此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容電壓vcb，原邊電流開始減小，原邊電壓極性開始改變。副邊兩個整流二極管DS1和DS2同時導通，此時原、副邊繞組電壓均為零，vcb全部加在漏感上。由于漏感較小，阻斷電容較大，可近似認為vcb基本不變，ip基本是線性減小，即：

在t3時刻，原邊電流下降到零。該模態(tài)時間為

(4)模態(tài)4[t3~t4] 對應(yīng)于圖3(d)。原邊電流為ip=0，vp=Vcbp。副邊兩個整流管同時導通均分負載電流。
(5)模態(tài)5[t4～t5] 對應(yīng)于圖3(e)。在t4時刻關(guān)斷S4，此時S4中沒有電流通過，因此實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。此階段原邊電流仍為ip=0，Vp=Vcbp。副邊也仍維持模態(tài)4的狀態(tài)。
(6)模態(tài)6[t5～t6] 對應(yīng)于圖3(f)。在t5時刻開通S3，由于漏感的存在，原邊電流不能突變，實現(xiàn)零電流開通。
由于原邊電流不足以提供負載電流，副邊兩個整流管依舊導通．此時加在漏感兩端的電壓為一(Vin+Vcbp)，原邊電流從零開始反方向線性增加。

在t6時刻，原邊電流反方向增加到負載電流。該模態(tài)的時間為

(7)模態(tài)7[t6～t7] 對應(yīng)于圖3(g)。這一模態(tài)工作情況正好與模態(tài)l相反。S2和S3導通。原邊開始提供負載能量，同時給阻斷電容反向充電，到t7時刻，其上電壓Vcb(t7)=-Vcb(t1)。輸出整流管DS1自然關(guān)斷，所有負載電流均流過DS2。T2作為變壓器傳輸能量到輸出，而T1的勵磁電感作為輸出電感。

(8)模態(tài)8[t7～t8] 對應(yīng)于圖3(h)。這一模態(tài)工作情況正好與模態(tài)2相反。在t7時刻關(guān)斷S2，原邊電流ip從S2中轉(zhuǎn)移到C1和C2支路中，以相同的速率給C2充電，同時C1被放電。由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

在t8時刻，阻斷電容Cb上的電壓Vcb為

之后，當S1開通時又能實現(xiàn)零電壓開通，繼續(xù)另一個周期。

2 參數(shù)分析
從以上的分析，對于電路的各個主要參數(shù)可以進行以下分析。
2．1 最大占空比
根據(jù)變壓器的伏秒平衡原理，占空比可以表示為

式中：TZCS為實現(xiàn)滯后橋臂ZCS的時間，它取決于開關(guān)管的關(guān)斷特性。
2．2 原、副邊電流分析
原邊勵磁電感的電流紋波為

2．3 實現(xiàn)滯后橋臂ZCS的條件
從上面的分析可知，阻斷電容電壓在t8時刻達到一Vcbp而[t7~t8]時段與[t1～t2]時段類似，因此有

從式(31)中可以看出，t23與負載電流無關(guān)，與占空比D成反比。也就是說可以在任意負載與輸入電壓變化范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的零電流開關(guān)。
2.4 阻斷電容的選擇
阻斷電容的選擇受到兩個因素的制約，首先從式(24)和式(31)可知，為了提高Dmax，Cb應(yīng)當盡量??；其次，為了降低滯后橋臂的電壓應(yīng)力和反向電壓，Cb應(yīng)當盡量大。因此要權(quán)衡選擇Cb，一般在輸出滿載時，阻斷電容電壓峰值Vcbp=20％Vin。

3 實驗結(jié)果
應(yīng)用上面所分析的拓撲結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了一臺功率為840W的樣機。移相控制電路由芯片UC3875實現(xiàn)。主要電路參數(shù)如表1所示。

圖4和圖5分別為輕載和滿載情況下的原邊電流波形，可以看出滯后橋臂實現(xiàn)了ZCS。圖6和圖7分別表明超前橋臂在輕載和重載情況下都實現(xiàn)了ZVS。圖8為副邊整流電路的電流波形。圖9為阻斷電容上的電壓波形。圖10為負載范圍內(nèi)的效率曲線。

4 結(jié)語
本文介紹了一種新型帶雙變壓器結(jié)構(gòu)的ZVZCS移相全橋PWN控制變換器。在輕載和重載的情況下，分別用漏感和勵磁電感儲存能量，實現(xiàn)了超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，從而減小了開關(guān)損耗．提高了電路工作效率。實現(xiàn)了一臺840W運用這種拓撲結(jié)構(gòu)的樣機．實驗結(jié)果驗證了其可行性。