圖 6 RMS 噪聲與輸出電壓的關系

因此，放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，則方程式5變?yōu)椋?/p>

在現(xiàn)實世界中，所有控制信號電平均依賴于頻率，包括噪聲信號在內。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過誤差放大器濾波，其方式與使用 RC 濾波器類似。但在實際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能，其為高性能 LDO 的另一個關鍵性能參數(shù)。為了滿足這種矛盾的要求，IC 廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實現(xiàn)最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強制要求，則這樣做會帶來 NR 引腳功能的使用。

典型電路中參考噪聲的控制

放大參考噪聲

TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見配置參數(shù)。請注意，為了便于閱讀，TPS74401 產(chǎn)品說明書的軟啟動電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

表 1 設置參數(shù)

首先，使用一個可忽略不計的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設置的對比情況。如前所述，主要噪聲源 VN(REF) 通過反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：

其中，VN(Other)為所有其它噪聲源的和。

如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN(REF)(斜率項)可估算為 19 µVRMS，而 VN(Other)(y 截距項)為 10.5 µVRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪(NR)引腳效應”說明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應最小化至可忽略不計水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN(REF) 為主要噪聲源。

請注意，當　OUT　節(jié)點短路至 FB 節(jié)點時噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1(R1=0)。圖 6 顯示，該最小噪聲點約為 30 µVRMS。

抵銷放大參考噪聲

本小節(jié)介紹一種實現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個前饋電容器 CFF 向前傳送(繞開)R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：

輸出噪聲變?yōu)椋?/p>

圖 7 使用噪聲最小化前饋電容(CFF) 的 LDO 拓撲

圖 8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設置的變化。請注意，每個 RMS 圖線上各點代表上述電路狀態(tài)下整個給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計平均數(shù)。正如我們預計的那樣，所有曲線朝 30 µVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說，由于 CFF 效應，噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。

圖 8 前饋電容對噪聲的影響

圖 8 對此進行了描述。CFF 值大于 100nF時，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現(xiàn)這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統(tǒng)計平均數(shù)影響不大。為了觀察 CFF 的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明，CFF=10µF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點頻率。R1 等于 31.6 kΩ 時計算得到的 CFF值，請參見表 2。

表 2 計算得諧振頻率

圖 9 表明，50 Hz 附近時，CFF=100 nF 曲線轉降。5 kHz 附近時，CFF=1 nF 曲線轉降，但是 CFF=10 pF 時諧振頻率受 LDO 噪聲總內部效應影響。通過觀察圖 9，我們后面均假設 CFF=10µF 最小噪聲。

圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

降噪 (NR) 引腳的效果

在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容(CNR)時，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數(shù)(參見圖 5)。稍后，我們將在第三段“其它技術考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。