作者　 張陽 電子科技大學(xué) 微電子與固體電子學(xué)院(四川 成都 610054)

張陽(1992-)，碩士生，工程師，研究方向：集成電路。

摘要：零中頻接收機(jī)的核心模塊低通跨阻濾波器需要低噪聲低失調(diào)的全差分運放，針對傳統(tǒng)全差分運放具有高噪聲高失調(diào)的缺點，設(shè)計了一種嵌套式斬波全差分運放?；趆lmc40lp工藝，通過Spectre仿真工具進(jìn)行仿真與驗證。斬波頻率fchopper,low=1 kHz、fchopper,high=1 MHz時的仿真結(jié)果表明，設(shè)計的運放具有較低的輸入等效噪聲(輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz))，較低的輸入失調(diào)電壓(1.007 V)，運放的開環(huán)增益為84.6 dB，運放的增益帶寬積為140 MHz。

0 引言

　　低通跨阻濾波器是零中頻接收機(jī)中一個核心模塊，主要作用是將前級電路的直流小信號電流信號放大以及轉(zhuǎn)換為電壓信號，從而供后級電路處理?；谠肼暤目紤]，接收機(jī)一般采用無源混頻器，原因在于無源混頻器不存在直流電流，它本身的噪聲對整個系統(tǒng)的貢獻(xiàn)可以忽略不計^[1-2]。但是，這也使得低通跨阻濾波器必須具有更好的低頻噪聲性能^[3]，運放在低頻段的噪聲主要是1/f噪聲。如圖1(a)所示，其中R1=R2，R3=R4。R1與R2為跨阻濾波器輸入端等效電阻，跨阻濾波器增益與電阻R3、R4的阻值相等。因為我們需要檢測微弱信號，R3、R4阻值相對較大?？缱铻V波器輸出端固定失調(diào)電壓等于運放輸入失調(diào)電壓值乘以R3/R1，假如運放的輸入失調(diào)電壓過大，則跨阻濾波器輸出端固定失調(diào)電壓相對較大，而跨阻濾波器的輸出動態(tài)范圍(輸出擺幅)是固定的，固定失調(diào)電壓會大幅減小跨阻濾波器的輸出擺幅，從而減少跨阻濾波器能夠無失真放大電流的范圍，所以減小全差分運放的輸入失調(diào)電壓是勢在必行。同時，為了減小跨阻濾波器的增益損失以及增大混頻器的線性度^[4]，運放的增益需要大于80 dB，帶寬需要大于100 MHz。

　　針對運放需具備低噪聲、低失調(diào)以及高增益的特性，本文提出了一種滿足要求的同時結(jié)合嵌套斬波技術(shù)以及增益自舉技術(shù)的全新的全差分折疊共源共柵式運放結(jié)構(gòu)。由于嵌套斬波技術(shù)可以大幅消除運放輸入失調(diào)以及低頻噪聲，同時能夠減小因斬波開關(guān)動作引起的殘余失調(diào)量，而增益自舉技術(shù)可以大幅增加運放增益，避免使用兩級運放結(jié)構(gòu)，從而減小需要的共模反饋電路數(shù)量，而增益自舉技術(shù)使用的運放可以作低功耗設(shè)計，相應(yīng)地減少了運放功耗。由于跨阻濾波器后面接有大電容負(fù)載，本文利用接成單位增益負(fù)反饋的運放作為緩沖級來驅(qū)動后級負(fù)載，這也同時避免了后級小電阻負(fù)載減小主運放的增益。同時，利用本文設(shè)計運放結(jié)構(gòu)的特殊性，直接利用并聯(lián)的電阻與電容在單位增益負(fù)反饋的運放輸出端取共模電平，然后使用簡單的共模反饋電路穩(wěn)定整體電路的靜態(tài)工作點，如圖2所示，這樣設(shè)計的優(yōu)勢在于，電阻阻值可以設(shè)計得較小且不會減小主運放的增益。文獻(xiàn)[5]為了保證高增益而采用了兩級運放結(jié)構(gòu)，同時為了使共模反饋電路不影響整體運放增益，使用兩個差分對檢測共模電壓的結(jié)構(gòu)，以達(dá)到與本文設(shè)計的共模反饋電路相同的帶寬，文獻(xiàn)[5]的共模電路消耗的電流需要是我設(shè)計的電路的兩倍，而且兩級運放結(jié)構(gòu)需要兩級共模反饋電路，因此本文設(shè)計的運放相對于文獻(xiàn)[5]的設(shè)計復(fù)雜性大大降低，同時降低了消耗的電流。

1 斬波穩(wěn)定原理以及非理想因素分析

　　斬波穩(wěn)定(CHS:Chopper Stabilization)技術(shù)是E.A.Goldberg在1948年提出的^[5]。CHS技術(shù)主要將低頻的噪聲以及失調(diào)調(diào)制到高頻，之后通過一個低通濾波器將它們完全濾掉。在理想情況下，斬波技術(shù)能夠完全消除掉直流失調(diào)以及低頻段1/f噪聲。

1.1 基本原理

　　如圖1(b)是一個斬波放大器的基本架構(gòu)^[6]。首先，輸入信號由斬波器chopper1調(diào)制到高頻。之后，被調(diào)制到高頻的輸入信號、直流失調(diào)以及輸入1/f噪聲同時被放大器放大。然后，經(jīng)過放大的輸入信號被斬波器chopper2還原，而直流失調(diào)以及1/f噪聲被調(diào)制高頻。最終，一個低通濾波器將調(diào)制到高頻的噪聲以及失調(diào)濾除，得到的輸出信號就是經(jīng)過放大的輸入信號，這樣就消除了直流失調(diào)以及噪聲對信號的影響。

1.2 嵌套斬波技術(shù)

　　斬波器的開關(guān)一般由CMOS管構(gòu)成。由于控制斬波器開關(guān)管柵端的信號為具有斬波頻率的時鐘信號，時鐘信號的跳變會通過柵漏或柵源交疊電容耦合到信號通路，從而引入殘余失調(diào)。同時，由于該CMOS開關(guān)管不是理想的開關(guān)管，開關(guān)管的通斷會產(chǎn)生溝道電荷注入效應(yīng)，在信號通路引入失調(diào)。上述兩個因素共同作用效果如圖1(c)，每次開關(guān)動作會在開關(guān)切換邊緣引入一個幅度很大的毛刺電壓。經(jīng)過輸出快速斬波器的調(diào)制，這個毛刺電壓變?yōu)槠骄禐閂os，res的高頻紋波V1，V1信號頻率是斬波頻率的兩倍，如圖1(c)所示。V1信號能量平均值為Vos,res，經(jīng)過末端低通濾波器之后形成輸出殘余失調(diào)?？刂茢夭ㄩ_關(guān)的時鐘信號頻率越高，開關(guān)管面積越大，輸出殘余失調(diào)就越大。

　　嵌套斬波技術(shù)工作原理如圖1(c)所示，利用兩組快慢斬波開關(guān)，快速斬波時鐘頻率是慢速斬波時鐘頻率的整數(shù)倍，這樣輸出慢速斬波器正好可以將快速斬波開關(guān)引入的高頻紋波V1轉(zhuǎn)化為電壓V2，V2能量平均值為0，信號周期等于Tlow,chop。在理想情況下，V2信號會被濾波器濾除而不會產(chǎn)生殘余失調(diào)。使用嵌套斬波需要注意的是：輸入信號的頻率不能超過低頻斬波信號的頻率。

　　選擇合適的斬波頻率直接關(guān)系著整個斬波放大器的性能。為了減小運放的增益損失，斬波頻率需要小于運放的3 dB帶寬;同時為了有效地減小1/f噪聲，斬波頻率需要大于噪聲轉(zhuǎn)角頻率^[5]，該斬波頻率是嵌套斬波技術(shù)中的高頻斬波信號的頻率。為了有效減小快速斬波引入的殘余失調(diào)，低頻斬波信號的頻率一般設(shè)置為高頻斬波信號頻率的1/1000。

2 整體電路設(shè)計

　　本文設(shè)計的斬波全差分運放是具有增益自舉結(jié)構(gòu)的全差分折疊共源共柵式運放，整體電路圖如圖2所示。由于低通跨阻濾波器需要運放增益大于80 dB，普通的折疊共源共柵式運放無法達(dá)到要求，因此本論文采用增益自舉結(jié)構(gòu)來提高運放增益，輔助運放OP_1的結(jié)構(gòu)如圖3所示。根據(jù)文獻(xiàn)[7]所述，我設(shè)定輔助運放的單位增益帶寬在無增益自舉技術(shù)的主運放的3 dB帶寬以及單位增益帶寬之間，這樣輔助運放引入的零極點對不會影響運放的整體穩(wěn)定性。因為要使在跨阻濾波器輸出端的低阻抗負(fù)載不影響整體運放的增益，我們需要在折疊共源共柵式運放以及跨阻濾波器輸出端的低阻抗負(fù)載之間加上一級緩沖器，如圖2所示，buffer1以及buffer2可以確保低阻抗負(fù)載不會影響主運放的增益。同時，緩沖器的引入可以簡化共模反饋電路設(shè)計，我們可以直接使用電容C1與C2以及電阻R1與R2在buffer1與buffer2輸出端提取輸出電壓共模電平，通過cmfb運放得到共模反饋電壓Vcmfb，返回到主運放，穩(wěn)定主運放的輸出端OTN以及OTP的輸出共模電壓。

　　在圖2中，Chopper_low1、Chopper_high1、Chopper_high2a、Chopper_high2b、Chopper_high2c和Chopper_low2是斬波開關(guān)模塊，其中Chopper_low1與Chopper_low2是慢速斬波模塊，Chopper_high2a、Chopper_high2b與Chopper_high2a、Chopper_high2c是快速斬波模塊。Chopper_low2被放置在折疊共源共柵運放的輸出極點(同時是運放的主極點)，Chopper_high2a與Chopper_high2c放置在低阻節(jié)點，實現(xiàn)快速斬波。由于輔助運放OP_1的噪聲對總體運放噪聲有一定貢獻(xiàn)，所以利用Chopper_high2a與Chopper_high2c在輔助運放的環(huán)路中可以減小輔助運放對噪聲的貢獻(xiàn)。PMOS管MP3、MP4、MP5與MP6以及NMOS管MN3與MN4是主要貢獻(xiàn)噪聲的管子，必須取大尺寸的管子。同時，MP3與MP4的過驅(qū)電壓可以減小，增大其跨導(dǎo)，而MP5、MP6、MN3與MN4作為負(fù)載管，可以適當(dāng)增大其過驅(qū)電壓，減小其跨導(dǎo)。輔助運放OP_1電路圖如圖3所示，想減小輔助運放的輸入等效噪聲，MP18、MP22、MP24、MP25、MN12與MN18取大尺寸管子。MN13、MN14、MN15與MN16構(gòu)成共模反饋電路，穩(wěn)定輔助運放的輸出共模電平。

　　設(shè)計斬波調(diào)制器，主要考慮減小開關(guān)的溝道電荷注入以及時鐘饋通效應(yīng)，同時我們還要主要減小開關(guān)導(dǎo)通電阻，減小開關(guān)消耗的電壓余度。采用帶虛擬管的開關(guān)有助于減小部分電荷注入以及時鐘饋通的影響，虛擬管在開關(guān)管兩側(cè)，源漏短接，尺寸是開關(guān)管的1/2，具體電路如圖2所示^[9]。小的開關(guān)尺寸能減小時鐘饋通，Chopper_low1與Chopper_low2采用1.6μm/0.27μm。而為了減小導(dǎo)通電阻，Chopper_high1、Chopper_high2a、Chopper_high2b與Chopper_high2c采用3.2 /0.27 的較大尺寸。版圖設(shè)計時，要特別注意增加開關(guān)管的匹配性，從整體減小電荷注入以及時鐘饋通影響。

3 仿真結(jié)果分析

　　因為包含斬波操作的運放實際上是周期性工作，所以我使用Cadence公司的spectre仿真工具中的PSS、PAC、Pnoise對其周期性幅頻特性以及噪聲特性進(jìn)行仿真。本文設(shè)計使用hlmc40lp工藝，電源電壓為2.5 V，斬波頻率fchopper,low=1 kHz、fchopper,high=1 MHz。

　　采用PAC仿真結(jié)果表明，其開環(huán)增益為84.6 dB，增益帶寬積為140 MHz，帶寬為9.218 kHz。其消耗的總功耗為2.8 mA，buffer1與buffer2每支都消耗1.038 mA的功耗，所以該跨阻濾波器的帶負(fù)載能力較強(qiáng)。

　　采用Pnoise仿真得到仿真結(jié)果如圖4所示 ，放大器輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz)，而無斬波時放大器輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處為1.254 μV/sqrt(Hz)，噪聲性能有明顯改善。圖4(b)中1 kHz出現(xiàn)了一個尖峰，說明噪聲被調(diào)制到高頻，這對工作在低頻的運放是個理想的結(jié)果，被調(diào)制到高頻的噪聲不會影響運放的性能，這也證明斬波技術(shù)能極大的提高運放性能。

　　為了仿真斬波運放輸入失調(diào)電壓，我使用斬波運放搭建單位增益負(fù)反饋電路，然后給每個管子加上偏差進(jìn)行蒙特卡羅瞬態(tài)仿真，取斬波運放正負(fù)輸出端電壓之差在固定一段時間內(nèi)的均值作為運放單個失調(diào)電壓。最后對蒙特卡羅仿真得到的多個失調(diào)電壓值直接取均方根值(RMS值)作為斬波運放的輸入失調(diào)電壓，仿真結(jié)果如圖5所示。圖5仿真結(jié)果表明斬波技術(shù)能夠有效地減小運放的失調(diào)電壓，而嵌套斬波技術(shù)相對于普通斬波技術(shù)能有效減小因開關(guān)引起的殘余失調(diào)量。

　　表1給出了本設(shè)計與其他論文的性能的比較。與其他論文相比，本文設(shè)計的斬波運放等效輸入失調(diào)電壓以及等效輸入噪聲相對較低，本設(shè)計在綜合整體性能具有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢。

4 結(jié)論

　　本文設(shè)計了一種應(yīng)用于跨阻濾波器的低噪聲低失調(diào)斬波運放電路。仿真結(jié)果表明，本文設(shè)計的運放具有較低的輸入等效噪聲(輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz))，極低的輸入失調(diào)電壓(1.007 μV)，開環(huán)增益為84.6 dB，增益帶寬積為140 MHz。本文設(shè)計的斬波運放電路完全能滿足跨阻濾波器對運放的要求。

　　參考文獻(xiàn)：

　　[1]J. Crols and M. Steyaert, “A 1.5GH.z Highly Linear CMOS Downconversion Mixer,” IEEE J. of Solid State Circuits, vol. 30, no. I, pp.736-742, 1995

　　[2]J. van Sinderen, F. Seneschal, E. Stikvoort, F. Mounaim, M. Notten, H. Brekelmans, O. Crand, F. Singh, M. Bernard, V. Fillatre, and A. Tombeur, “A 48-860MHz digital cable tuner IC with integrated RF and IF selectivity,” in Intl. Solid-State Circuits Conf, San Francisco, pp. 444- 506 vol.1,2003.

　　[3]W. Redman-White and D. Leenaerts, “1/f Noise in Passive CMOS Mixers for Low and Zero IF Integrated Receivers,” in IEEE European Solid-State Circuits Conf., 2001.

　　[4]Hodgson J K. Design of a 10 MHz Transimpedance Low-Pass Filter with Sharp Roll-Off for a Direct Conversion Wireless Receiver[J]. Texas A & M University, 2009.

　　[5]張鍺源,楊發(fā)順,楊法明,張榮芬,鄧朝勇.嵌套式斬波運放的分析與設(shè)計[J].微電子學(xué),2012,42(01):25-29,33.

　　[6]楊銀堂,賀斌,朱樟明. CMOS斬波穩(wěn)定放大器的分析與研究[J].電子器件,2005,(01):167-171.

　　[7]李威,張兆浩,吳次南.低噪聲低功耗斬波運放的分析與設(shè)計[J].電子科技,2016,29(05):26-29.

　　[8]K. Bult and G. Geelen. "The CMOS gain-boosting technique," Analog Integrated Circuits and Signal Processing, vol.1, (no.2), Oct. 1991. pp. 119-35.

　　[9]孫鵬.用于植入式生物醫(yī)療系統(tǒng)的高性能儀表放大器的研究與設(shè)計[D].杭州:浙江大學(xué),2013.

　　[10]I. Akita and M. Ishida “A 0.06mm2 14nV/√Hz chopper instrumentation amplifier with automatic differential-pair matching,” ISSCC Dig. Tech. Papers, pp. 178-179, Feb. 2013.

　　[11]尹韜,楊海鋼,劉珂.一種適用于微傳感器讀出電路的低噪聲、低失調(diào)斬波放大器[J].半導(dǎo)體學(xué)報,2007(05):796-801.

　　本文來源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第8期第53頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。