作者 牟健 何波賢 梅杰 丁少娜 91206部隊(山東 青島 266108)

　　牟健(1988-)，男，碩士，助理講師，研究方向：無線通信。

摘要：本設計中采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，基于STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構建能量實現(xiàn)的雙向流動，并能在同一方向實現(xiàn)升降壓功能的數(shù)字電源。

0 引言

　　隨著不可再生資源的日益減少，人們對新型清潔能源的需求增加，促進了諸如太陽能發(fā)電、風力發(fā)電、微電網行業(yè)的發(fā)展，在這些行業(yè)產品中需要能量的存儲釋放以及能量的雙向流動，比如太陽能、風力發(fā)出的電需要升壓逆變之后才能接入電網，而對于電池或者超級電容的充放電需要系統(tǒng)能夠具備升壓和降壓的功能，為了確保電能轉換的安全性以及穩(wěn)定性，因此急需設計一款變換器，不僅能實現(xiàn)能量的雙向流動，還能在同一方向實現(xiàn)升降壓功能。

　　實現(xiàn)能量雙向流動功能整流驅動電路拓撲有很多種，雙向DC-DC變換器一般可以通過用MOS管代替經典拓撲電路中整流二極管得到新的拓撲，例如雙向Cuk電路、Sepic電路、Zeta電路等，其中雙向Cuk電路需要多個電感，輸出負電壓，輸出的電流較小;而Sepic電路有非常復雜的控制環(huán)路特性，且效率低;Zeta電路是雙Sepic電路，要求更高的輸入電壓紋波、大容量的飛跨電容。本系統(tǒng)設計采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，并采用STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構建數(shù)字電源，其不僅嵌入浮點單元(FPU),集成高分辨率的定時器(達217 ps)和兩個超高速5 Msps(0.2 μs)12位模數(shù)轉換器(ADC)，對電路的輸出電壓電流同步測量，還構建實時的雙閉環(huán)PID控制，實時跟蹤輸出電壓，減少系統(tǒng)的穩(wěn)定誤差。

1 雙向同步整流BUCK-BOOST變換器原理

　　雙向同步整流BUCK-BOOST電路拓撲是由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成，雙向同步整流BUCK-BOOST電路在同一方向上實現(xiàn)了升降壓功能。它的原理由經典BUCK電路和經典BOOST電路演化而來，在經典的BUCK電路、BOOST電路中由于整流二極管存在較大壓降，在整流二極管上存在較大損耗;而雙向同步整流BUCK-BOOST電路中利用MOS管代替電路中的整流二極管，由于MOS管開通時MOS管上的壓降相對較低，能夠顯著提高電源的效率如圖1所示。

　　雙向同步整流BUCK-BOOST電路由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成，根據(jù)BUCK電路電壓增益公式：

　　其中D_BU定義為BUCK電路的占空比，對應圖1中MOS管Q1的占空比，D_BO定義為BOOST電路的占空比，對應本設計中MOS管Q4的占空比。其中Q1和Q2是一對互補導通MOS管，Q3和Q4是一對互導通MOS管。雙向同步整流BUCK-BOOST電路根據(jù)輸入輸出的電壓關系將電路工作狀態(tài)分為降壓區(qū)、升壓區(qū)和降壓-升壓區(qū);當輸出電壓顯著小于輸入電壓時，電路工作在降壓區(qū)，此時Q1和Q2互補導通，Q4常關Q3常通，電路等效于同步BUCK電路;實際應用中由于MOS管驅動采用自舉升壓的方式，Q4不能始終截止，否則當Q3的自舉電容能量損耗完時，Q3將截止;為驅動Q3，Q4必須導通一小段時間為Q3的自舉電容充電以驅動Q3。因此在實際控制中可將Q4的占空比固定設為0.5(即D_BO可根據(jù)實際情況調整)，而Q1的占空比DBU可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在降壓區(qū)。當輸出電壓顯著大于輸入電壓時，電路工作在升壓區(qū)，等效于同步BOOST電路，和電路工作在降壓區(qū)的情況類似，Q2不能始終截止，需要導通一小段時間為Q1的自舉電容充電，因此在實際控制中可將Q1的占空比DBU固定設置為0.95(可根據(jù)實際情況調整)，而Q4的占空比可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在升壓區(qū)。當輸出電壓和輸入電壓接近時，電路工作在降壓-升壓區(qū)，即在一個周期內一段時間按降壓方式工作，一段時間按升壓方式工作。雙向同步整流BUCK-BOOST電路MOS管開關狀態(tài)主要有如圖2所示三種狀態(tài)。

　　當MOS管在A、B狀態(tài)之間切換時，電路工作在降壓模式;當MOS管在B、C狀態(tài)之間切換時，電路工作在升壓模式;當MOS管按照狀態(tài)A-B-C-B-A的順序卻換時，電路工作在降壓-升壓模式。如圖8所示為電路工作在降壓-升壓模式時的驅動波形和電感電流波形。

　　在t₀-t₁階段電路處于狀態(tài)B，此時Q1、Q3導通，Q2、Q4截止;

　　當U_i>U₀ 時，電感電流增大;

　　當U_i<u₀ 時，電感電流減小。

　　在t₁-t₂階段電路處于狀態(tài)C，此時Q1、Q4導通，Q2、Q3截止，電感電流增大。在t₂-t₃階段電路處于狀態(tài)B，在t₃-t₄階段電路處于狀態(tài)A，此時Q2、Q3導通，Q1、Q4截止，電感電流減小。由BUCK-BOOST電壓增益公式可知，不論電路是工作在降壓模式、升壓模式還是降壓-升壓模式，本質上是控制降壓占空比D_BU和升壓占空比D_BO。

2 系統(tǒng)方案

　　系統(tǒng)方案結構框圖如圖4所示，同步整流BUCK-BOOST數(shù)字電源由BUCK-BOOST主電路、輔助電源、驅動電路、信號調理電路、STM32F334主控電路以及OLED驅動電路構成。其中STM32F334作為主控芯片，利用F334的HRPWM模塊產生所需PWM，通過UCC27211驅動器驅動MOS管;通過信號調理電路和ADC模塊采集輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等信號，并利用采集的信號進行運算控制，以達到恒壓恒流輸出的目的。輔助電源采用XL7005A、AMS1117-3.0分別變換產生12 V、3.3 V兩路電源，并為MOS驅動電路、信號調理電路、OLED驅動電路、主控芯片供電;OLED顯示系統(tǒng)的工作狀態(tài)、輸出電壓、輸出電流等信息。

　　2.1 BUCK-BOOST主電路設計

　　如圖2所示為BUCK-BOOST主電路圖， BUCK模式需要電感大?。?/p>

　　由于貼片陶瓷電容的ESR較小，單個貼片陶瓷電容ESR大概10 m ,采樣多個貼片陶瓷電容并聯(lián)ESR就變小了，可以忽落不計，只計算電容充電引起的電容紋波。

　　所需電容容值：

(7)

　　輸入輸出電容要大于5.2μF;本設計中采用8顆2.2 μF的陶瓷電容并聯(lián)總容量17.6μF。MOS管采用英飛凌型號為BSC060N10NS3G，耐壓達100 V，最大可持續(xù)通過90 A電流，最小導通電阻6 m ;而本設計中最高電壓為48 V遠低于MOS管耐壓;最大峰值電流為10 A遠低于MOS管最大持續(xù)電流。

　　2.2 驅動電路設計

　　如圖5所示，MOS管驅動器采用TI具有獨立的高側和低側驅動的半橋驅動芯片UCC27211，該芯片內部集成自舉二極管，外部需要連接自舉電容，采用自舉升壓的方式驅動高側MOS管;自舉電容選取0.47 μF,芯片驅動電流峰值高達4 A，最大引導電壓直流120 V;在PWM信號輸入引腳加10 kΩ的下拉電阻，防止PWM信號輸入開路或高阻時MOS誤動作;MOS管驅動電阻采用2 Ω，芯片內部不帶有死區(qū)功能，為防止上下橋臂通時導通，需要在軟件上實現(xiàn)死區(qū)功能。

　　2.3 輔助電源設計

　　如圖6所示，輔助電源通過二極管隔離從BUCK-BOOST電路的輸入端和輸出端取電，經過XL7005A變換產生直流12 V，在通過AMS1117-3.3變換產生3.3 V、A3.3 V兩路電源;直流12 V為驅動芯片供電以驅動MOS工作;直流3.3 V、A3.3 V為STM32F334和運放供電。

　　2.4 信號調理電路設計

　　①輸入輸出電壓檢測

　　輸入輸出電壓通過運放TLV2374采用差分電路將輸出電壓按比例縮小至ADC能夠采樣的范圍，再使用ADC采樣，軟件解算出輸出電壓。輸入電壓采樣是通過F334內部運放按比例縮小再送到ADC進行采樣的，具體電路如圖7所示。輸出電壓檢測電路如圖8所示。

　　②輸出電流檢測

　　輸出電流檢測電路通過運放TLV2374采樣差分放大電路實現(xiàn);采樣電阻放在低端，若采樣電阻放在高端，會有較大的共模電壓使采樣電流不準確，采樣電阻為10 m ，由于采樣電阻較小，采樣電阻上的壓降較小，不利于直接采樣，需要放大后再采樣;由于本設計中電流雙向流動有正有負，MCU不能采樣負電壓，所以需要一個基準電壓將放大后的負電壓抬升至正電壓供MCU采樣;基準電壓用3.3 V通過1:1電阻分壓產生1.65 V，經TLV2374組成的電壓跟隨器輸出1.65 V供電路使用，如圖9所示，輸出電流檢測電路如圖8所示。

　　2.5 F334主控電路設計

　　基于STM32F334引腳名稱及其屬性如表1所示。

3 系統(tǒng)軟件設計

　　本設計中采用電壓控制模式，即通過采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需占空比，通過改變占空比來達到穩(wěn)壓輸出的目的。圖10是軟件流程圖，在定時器3 的中斷程序里進行PID運算和更新占空比，PID算法分為增量式和位置式。

4 結論

　　通過系統(tǒng)測試，輸入電壓范圍：12～64 V，而輸出電壓范圍：5～60 V，其中輸出的電壓穩(wěn)定度為5%，輸出紋波：50 mV RMS，輸出額定電流5 A，最大輸出電流6.5 A，功率達240 W，并且具備輸入欠壓、過壓保護、輸出過壓、過流保護等保護功能，經過測試該設計滿足車載電源、太陽能轉換器、電池充放電系統(tǒng)DC/DC轉換的要求。

　　參考文獻：

　　[1]張占松,蔡宣三.開關電源的原理與設計修訂版[M].北京:北京電子工業(yè)出版社,2004.

　　[2]Zhu Lei Shao. A Low Standby Power Consumption Control Circuit for Switching Power Supply[J].Applied Mechanics and Materials,2014,893-896.

　　[3]李志峰,甄少偉,賀雅娟,等.用于DC-DC轉換器的可配置數(shù)字 PID 補償器設計[J].四川省電子學會半導體與集成技術專委會學術年會,2014,83.

　　[4]TI公司供稿.數(shù)字電源[J].德州儀器電源管理,2015.

　　本文來源于《電子產品世界》2018年第9期第52頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。