Barry?Harvey?（ADI公司）

　?。ń由掀冢?/p>

　　7 ppm級(jí)精度的規(guī)格要求

　　在實(shí)際電平轉(zhuǎn)換、衰減/增益和有源濾波器電路中，運(yùn)算放大器需滿足一些基本要求才能支持±5 V信號(hào)、適用于1 kΩ環(huán)境并實(shí)現(xiàn)表1所示的10 ^-6 線性度。

　　現(xiàn)在，我們了解了運(yùn)算放大器在10 ^-6 精度領(lǐng)域的局限性，那么我們?cè)撊绾胃纳扑鼈儯?/p>

　　噪聲：顯然，首先要選擇一款輸入噪聲電壓不高于應(yīng)用電阻組合噪聲的運(yùn)算放大器。這樣可以降低應(yīng)用電路的總阻抗，從而降低噪聲。當(dāng)然，隨著應(yīng)用的阻抗下降，通過它們的信號(hào)電流會(huì)增加，并可能使負(fù)載誘發(fā)的失真加大。在任何情況下，都不必使運(yùn)算放大器級(jí)別的輸出噪聲遠(yuǎn)低于其驅(qū)動(dòng)級(jí)別的輸入噪聲。

　　電流噪聲會(huì)乘以應(yīng)用阻抗，進(jìn)而形成更多的電壓噪聲。在電流噪聲很低的應(yīng)用中，MOS輸入非常吸引人，但它們的1/f電壓噪聲通常比雙極性輸入大。雙極性輸入的電流噪聲為pA/√Hz級(jí)別，可能會(huì)產(chǎn)生較大的應(yīng)用噪聲，但1/f電流內(nèi)容生成的應(yīng)用電壓噪聲可能大于放大器的1/f電壓噪聲。一般而言，應(yīng)用阻抗應(yīng)小于放大器的V _NOISE /I _NOISE ，以避免I _BIAS 為主的應(yīng)用噪聲。雙極性放大器的V _NOISE 越低，I _NOISE 則越高。

　　8 幫助運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)最佳性能：減少輸入誤差

　　除選擇CMRR優(yōu)良的運(yùn)算放大器之外，設(shè)計(jì)人員還可以選擇用運(yùn)放搭建反相放大電路而不是同相放大電路。在反相電路中，輸入會(huì)與地面或一些基準(zhǔn)電壓源相連，完全不會(huì)引發(fā)CMRR誤差。不過，并不是所有應(yīng)用電路都能反相，而且通常負(fù)電源無法用于負(fù)信號(hào)偏移。圖8顯示了非反相電路和反相電路中應(yīng)用的雙極點(diǎn)Sallen-Key濾波器。

　　如果兩個(gè)輸入端均包含應(yīng)用電阻，則每個(gè)輸入端的偏置電流乘以相應(yīng)的電阻產(chǎn)生的電壓誤差會(huì)在輸出端抵消，因此也可以抵消ICMR誤差。例如，如果設(shè)置的放大器增益為10，附帶900 Ω反饋和100 Ω接地電阻，則在正輸入端安置串聯(lián)的90 Ω（900Ω||100Ω）電阻即可抵消完全相等的輸出偏置電流產(chǎn)生的電壓誤差。大多數(shù)雙極性運(yùn)算放大器的偏置電流搭配都很恰當(dāng)，使得選擇0.1%（而不是常見的1%）電阻即可實(shí)現(xiàn)最佳ICMR抑制。在圖4中，補(bǔ)償電阻與反相輸入端-input串聯(lián)放置。它們應(yīng)能夠被旁路通過。因?yàn)轭~外的輸入電阻會(huì)導(dǎo)致噪聲增加（電流噪聲乘以連接的等效電阻）。

　　反相增益讓我們能夠使用包含軌到軌輸入的運(yùn)算放大器，而不必讓信號(hào)穿過切換點(diǎn)（假設(shè)我們已偏置電源和共模輸入電平，以避免切換電壓）。

　　9 電源注意事項(xiàng)

　　輸出電流將會(huì)調(diào)節(jié)本地的供電電源。電源信號(hào)將通過PSRR傳輸?shù)捷斎攵?。被影響的輸入?huì)生成輸出信號(hào)，圍繞其環(huán)路運(yùn)行。在1 kHz頻率下，1μF本地旁路電容的阻抗為159 Ω，遠(yuǎn)低于電源之間線路加上電源本身的阻抗。因此，本地旁路電容實(shí)際上在低于100 kHz的頻率下沒有效果。在1 kHz頻率下，調(diào)控情況由遠(yuǎn)程電源控制。在1 kHz頻率下，放大器可能達(dá)到90 dB電源抑制比。請(qǐng)注意，運(yùn)算放大器電源端口的大部分電流包含了大量的信號(hào)諧波，所以我們希望從輸出到供給電源的增益低于30 dB，以實(shí)現(xiàn)120 dBc的目標(biāo)。要實(shí)現(xiàn)30 dB的增益，需要電源阻抗<30×負(fù)載阻抗。因此，500 Ω負(fù)載需要電源的阻抗小于17 Ω。這種情況可行，但是這樣就不能在電源與運(yùn)算放大器之間串聯(lián)電阻和電感。在10 kHz頻率下，要求則更加嚴(yán)格；PSRR將從90 dB降至70 dB，而電源阻抗則必須降至1.7 Ω。可行，但要求嚴(yán)苛。使用大型本地旁路可提供幫助。

　　從布局角度來看，了解輸出電流環(huán)路的路徑非常重要，如圖9所示。

　　圖9左側(cè)的圖表顯示了驅(qū)動(dòng)至負(fù)載的正電源電流，然后又通過地面回歸負(fù)載。在整個(gè)接地路徑中可能存在壓降，以致于偶諧波電源電流的電壓從信號(hào)源降至輸出，從反饋分頻器降至輸出或輸入地。不過，此地非彼地。圖9右側(cè)顯示了一種傳輸電源電流的更好方式。電源電流從輸入和反饋節(jié)點(diǎn)傳出。

　　在高于100 kHz的更高頻率下，電源線路的磁輻射可能成為失真來源。電源的偶諧波電流可通過磁性方式耦合到反饋網(wǎng)絡(luò)的輸入，從而使失真隨頻率大幅增加。在這些頻率之下，審慎的布局至關(guān)重要。有些放大器采用的是非標(biāo)準(zhǔn)引腳；它們的電源引腳遠(yuǎn)離輸入，有些甚至?xí)谳斎雮?cè)提供額外的輸出端口，以避免磁干擾。

　　10 減少負(fù)載為主的失真

　　在高負(fù)載環(huán)境下，許多運(yùn)算放大器的輸出級(jí)都會(huì)成為主要的失真來源。您可以通過一些技巧來改善負(fù)載失真。其一，使用復(fù)合放大器，即一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)輸出，另一個(gè)放大器進(jìn)行控制，如圖10所示。

　　此電路通過LTspice仿真設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包含失真回放功能的宏模型。大多數(shù)宏模型都不會(huì)嘗試顯示失真情況，即使顯示，仿真結(jié)果也可能不準(zhǔn)確。該工具（LTspice）可查看宏模型的文本文件，確實(shí)如此，這些宏模型的失真模擬效果非常不錯(cuò)。

　　圖10右側(cè)是LTC6240，提供的增益為2，驅(qū)動(dòng)電阻為100 Ω，對(duì)于該放大器而言負(fù)載較大。圖10左側(cè)是一款復(fù)合放大器，輸入端另設(shè)一個(gè)LTC6240，并有一款良好的寬帶電流反饋放大器(CFA)作為獨(dú)立放大器來驅(qū)動(dòng)相同的負(fù)載。復(fù)合放大器的理念是，輸出運(yùn)算放大器已具備適度的低失真，并且通過輸入放大器在頻率范圍內(nèi)的環(huán)路增益可進(jìn)一步減少該失真。對(duì)于獨(dú)立放大器和復(fù)合放大器，我們的閉環(huán)增益都為2，但在復(fù)合放大器中，可以對(duì)LT1395單獨(dú)設(shè)置其自身的增益（通過R _f1 和R _g1 設(shè)置為4），以降低控制放大器的輸出擺幅。由于輸入引發(fā)的失真隨輸出振幅的平方增加，由此可進(jìn)一步減少控制運(yùn)算放大器的失真。

　　圖11顯示了10 kHz、4 V p-p輸出的頻譜。

　　諧波失真的計(jì)算方式為：每個(gè)諧波電平(dB)減去基波電平（在10 kHz頻率下）。如圖底部所示，輸入信號(hào)的失真約為–163 dBc，非常好，足以讓人相信模擬效果。V(out2)來自于獨(dú)立的LTC6240，失真為–78 dBc。也不錯(cuò)，但當(dāng)然沒有達(dá)到10 ^-6 級(jí)。

　　圖11頂部顯示了復(fù)合放大器的失真，–135 dBc，相當(dāng)出色。這么好的結(jié)果，我們能否相信？為了加以驗(yàn)證，中間部分顯示了原理圖上節(jié)點(diǎn)的失真。如果復(fù)合放大器輸出端的失真接近于零，但輸出放大器本身的失真確實(shí)有限，那么反饋過程會(huì)在其輸入端（中間）為輸出放大器失真設(shè)置負(fù)值。中間部分的失真為–92 dBc，這實(shí)際上與LT1395數(shù)據(jù)手冊(cè)的曲線匹配！如果宏模型中體現(xiàn)出物理LTC6240輸入CMRR或ICMR曲率，它們可能還會(huì)增加實(shí)際的電路失真。

　　遺憾的是，很少有宏模型包含失真。您必須閱讀宏模型.cir文件的標(biāo)題來查看其是否受支持。要了解失真是否與數(shù)據(jù)手冊(cè)的曲線匹配，需要進(jìn)行一些模擬。

　　復(fù)合放大器的補(bǔ)償可能有點(diǎn)棘手，但在我們的示例中，第2個(gè)放大器的帶寬比輸入放大器高出10倍以上，只需少許C f 即可提供電路補(bǔ)償。在此補(bǔ)償架構(gòu)中，如果控制放大器的總體增益中包括BW的帶寬，那么輸出放大器的帶寬應(yīng)>3×BW，而總體帶寬應(yīng)保守設(shè)置為約等于BW/3。

　　為避免帶寬損耗，可以使用增強(qiáng)放大器的方法。這樣相比復(fù)合方案對(duì)失真的改善較小，但帶寬及建立時(shí)間都會(huì)毫發(fā)無損。圖12顯示了測(cè)試原理圖。

　　圖12右側(cè)顯示了U2，即我們的獨(dú)立LTC6240；左側(cè)顯示了兩個(gè)LTC6240放大器。U1同獨(dú)立放大器類似，控制輸出，增益為2；U2的增益為3。U2在增強(qiáng)節(jié)點(diǎn)的輸出電壓大于U1的相應(yīng)電壓，所以U2會(huì)向輸出端驅(qū)動(dòng)輸送電流。R _BOOST 和U2的增益可以配置，以使U2向Rl驅(qū)動(dòng)輸送96%的負(fù)載電流，并使U1保持輕載，從而改善失真。我們需要確保U2包含足夠的裕量，以承載額外的擺幅。

　　LTC6240在kΩ范圍內(nèi)的負(fù)載失真主要為輸入失真，但對(duì)于100 Ω負(fù)載則主要為輸出級(jí)失真。

　　圖13顯示了頻譜結(jié)果。

　　同樣，獨(dú)立放大器在10 kHz頻率下的失真為–78dBc。增強(qiáng)型放大器提供的失真為–106 dBc；不像復(fù)合放大器那么好，但比獨(dú)立放大器幾乎高出30 dBc。不過，增強(qiáng)型放大器的帶寬只會(huì)降低少許。

　　請(qǐng)注意，R _BOOST 微調(diào)了一下；如果將其改為52±2 Ω，增強(qiáng)型失真則下降10 dBc，但隨后發(fā)生的變化則較小，最高為±10 Ω。似乎U1有一些預(yù)期極性的適度負(fù)載。理想（無負(fù)載）或額外的增強(qiáng)電流會(huì)導(dǎo)致失真增加。

　　最好是，U2與U1有相同的群組延遲，以使增強(qiáng)信號(hào)與輸出同時(shí)出現(xiàn)。U2的增益比U1高50%，因而閉環(huán)帶寬較少，這意味著增強(qiáng)輸出會(huì)是頻率范圍內(nèi)的主要輸出延遲。通過跨接在U1輸入端的電阻，可將U1的帶寬降至與U2相同的水平。這樣可使U1的噪聲增益等于U2，從而實(shí)現(xiàn)相同的群組延遲。該模擬器在10 kHz頻率下沒有改善；U1提供最佳失真，無延遲均衡。您需要嘗試一下，才能了解在更高的頻率下是否也是這種情況。如果放大器為電流反饋類型，那么可以通過降低R _f1 和R _g1 使U2的帶寬升至U1的水平。

　　11 10 ^-6 級(jí)質(zhì)量

　　放大器推薦有些放大器的參數(shù)可能不符合10 ^-6 級(jí)失真的產(chǎn)品，最易于使用的更好的產(chǎn)品為AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

　　ADI有些放大器需要解決其輸入問題（同相放大應(yīng)用可能存在問題），但仍能提供良好的失真，例如AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

　　12 結(jié)論

　　遺憾的是，商用型10 ^-6 精度放大器難以找到（如果可以找到）。市場(chǎng)上存在10 ^-6 線性放大器，但必須注意這些放大器的輸入電流，它們可能會(huì)通過電路中的應(yīng)用阻抗產(chǎn)生失真。這些阻抗可以降低，但在反饋中驅(qū)動(dòng)它們會(huì)導(dǎo)致運(yùn)算放大器輸入端產(chǎn)生失真的風(fēng)險(xiǎn)。在特別低的輸入電流和變動(dòng)環(huán)境下使用運(yùn)算放大器，可以通過調(diào)整電路中的應(yīng)用阻抗以使運(yùn)算放大器獲得最佳失真，但這樣會(huì)增加系統(tǒng)噪聲。要達(dá)到10 ^-6 級(jí)線性度和噪聲，需要認(rèn)真挑選運(yùn)算放大器并優(yōu)化應(yīng)用電路。(全文完)

　　作者簡(jiǎn)介：

　　Barry Harvey，碩士，擁有20多項(xiàng)專利，曾擔(dān)任模擬IC設(shè)計(jì)人員，負(fù)責(zé)設(shè)計(jì)高速運(yùn)算放大器、基準(zhǔn)電壓源、混合信號(hào)電路 、視頻電路、DSL線路驅(qū)動(dòng)器 、DAC 、采樣保持放大器 、倍增器等。

　　本文來源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第12期第24頁，歡迎您寫論文時(shí)引用，并注明出處。