評估和設(shè)計支持

電路評估板

IEPE傳感器DAQ測量板(EVAL-CN0540- ARDZ)

設(shè)計和集成文件

原理圖、布局文件、物料清單、軟件

電路功能與優(yōu)勢

圖1所示的參考設(shè)計是一款高分辨率、寬帶寬、高動態(tài)范圍的、IEPE (Integrated Electronics Piezoelectric)兼容接口數(shù)據(jù)采集(DAQ)系統(tǒng)，其與ICP^? (IC Piezoelectric)/IEPE傳感器接口。IEPE傳感器最常用于振動測量應(yīng)用，但也有很多IEPE傳感器用于測量溫度、應(yīng)變、沖擊和位移等參數(shù)。

本電路筆記聚焦于該解決方案的振動應(yīng)用，尤其是狀態(tài)監(jiān)控領(lǐng)域，但儀器儀表和工業(yè)自動化領(lǐng)域也有大量應(yīng)用以類似方式使用IEPE傳感器，并且由類似的信號鏈提供服務(wù)。

具體而言，狀態(tài)監(jiān)控使用傳感器信息來幫助預(yù)測機器狀態(tài)的變化。跟蹤機器狀態(tài)的方法有很多，但振動分析是最常用的方法。通過跟蹤振動隨時間的分析數(shù)據(jù)，可以預(yù)測故障或失效以及故障源。

工業(yè)環(huán)境需要穩(wěn)健可靠的檢測方法，這給振動檢測增加了難度。了解機器的狀況有助于提高效率和生產(chǎn)率，并使工作環(huán)境更安全。

市場上大多數(shù)與壓電傳感器接口的解決方案都是交流耦合式，缺乏直流和亞赫茲測量能力。 CN-0540參考設(shè)計是一種直流耦合解決方案，可實現(xiàn)直流和亞赫茲精度。

通過查看IEPE振動傳感器在頻域（直流至50 kHz）中的完整數(shù)據(jù)集，并使用快速傅立葉變換(FFT)頻譜中發(fā)現(xiàn)的諧波的位置、幅度和數(shù)量，可以更好地預(yù)測機器故障的類型和來源。

數(shù)據(jù)采集板為Arduino兼容外形尺寸，可以直接與大多數(shù)Arduino兼容開發(fā)板接口并由后者供電。

ADI公司的Circuits from the Lab^?電路由ADI公司的工程師設(shè)計構(gòu)建。每個電路的設(shè)計和構(gòu)建都嚴格遵循標準工程規(guī)范，電路的功能和性能都在實驗室環(huán)境中以室溫條件進行了測試和檢驗。然而，您需負責自行測試電路，并確定對您是否適用。因而，ADI公司將不對由任何原因、連接到任何所用參考電路上的任何物品所導(dǎo)致的直接、間接、特殊、偶然、必然或者懲罰性的損害負責。 

圖1 IEPE壓電振動傳感器的狀態(tài)監(jiān)控信號鏈

電路描述

圖1所示電路是IEPE傳感器的傳感器到比特（數(shù)據(jù)采集）信號鏈，包括電流源、帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的電平轉(zhuǎn)換和衰減級、三階抗混疊濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)驅(qū)動器及全差分Σ-Δ型ADC。

可編程電流源以恒定電流驅(qū)動壓電加速度計。輸出電流可通過外部電阻設(shè)置，根據(jù)傳感器和電纜的類型，通常設(shè)置在2 mA和20 mA之間。

DAC的緩沖和放大輸出以及電平轉(zhuǎn)換運算放大器，將輸入信號偏移至接近2.5 V共模電壓(V_COM)，以平衡抗混疊濾波器的輸入和全差分放大器(FDA)的輸入?；鶞孰妷涸磳?a class="contentlabel" href="http://cafeforensic.com/news/listbylabel/label/FDA">FDA供電軌的第二個輸入設(shè)置為V_COM的2.5 V，確保滿足輸入裕量要求，并且輸出是為驅(qū)動ADC而優(yōu)化的全差分電壓。

抗混疊濾波器將信號鏈的帶寬設(shè)置為54 kHz。壓電加速度計的帶寬高達20 kHz，但就相位延遲而言，選擇了更寬帶寬的信號鏈，從而在3軸測量中實現(xiàn)更好的相位匹配性能。（進一步的帶寬限制發(fā)生在ADC的數(shù)字濾波器中，但相位延遲是已知且確定的。）

ICP/IEPE加速度計

任何IEPE振動傳感器都可以與CN-0540參考設(shè)計接口，因為所有IEPE振動傳感器都利用相同的原理工作，但具有不同的偏移電壓、噪聲電平、帶寬和靈敏度。IEPE輸出信號既攜帶交流電壓，也攜帶直流電壓，其中與振動相關(guān)的交流電壓被直流轉(zhuǎn)換到介于7 V和13 V之間的某個電壓電平。此直流電平隨傳感器的不同而異，并且對于任何給定的傳感器，它都有相對于時間、溫度和勵磁電流的漂移分量。

IEPE傳感器必須由電壓范圍足夠高的電流源供電，以完全覆蓋傳感器的幅度。IEPE傳感器的典型激勵電壓為24V。

信號鏈的輸入可以接收高達10 V p-p的信號幅度，偏移電壓最高可達13 V。直流失調(diào)通過施加直流失調(diào)校正信號來消除，從而允許在任意低頻下工作。

圖2 ICP加速度計模塊連接

圖2顯示了一個傳感器的ICP加速度計框圖，其由恒流源供電并連接到直流耦合信號鏈。傳感器的最大帶寬與激勵電流成正比，與電纜電容成反比。選擇恒定電流電平時，必須考慮傳感器的最大期望輸出電壓和電纜類型，可通過下式確定：

其中：

fMAX為傳感器的最大頻率，單位為Hz。

IC為恒定電流，單位為mA。

1 mA為傳感器的功耗要求。

C為電纜電容，單位為pF。

V為傳感器的最大峰值電壓輸出，單位為V。

注意在式1中，從提供給傳感器的總電流(IC)中減去了1 mA，該近似1 mA電流是用于為傳感器本身供電，而其余電流則用于驅(qū)動電纜。此數(shù)字因傳感器而異。

例如，此參考設(shè)計使用PCB Piezotronics生產(chǎn)的333B52型ICP加速度計進行了測試，最大峰值輸出為10 V，電纜長度為10英尺，電容為29 pF/英尺，激勵電流為2.5 mA。應(yīng)用式1，傳感器的最大理論帶寬為82.3 kHz。電纜和所選的電流水平均未限制傳感器的性能。

恒流源

設(shè)計恒流源(CCS)和考慮噪聲性能時應(yīng)多加注意。低電流噪聲至關(guān)重要，因為當驅(qū)動信號鏈的輸入阻抗時，電流噪聲會被轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。

圖3 恒流源

圖3顯示了一個2端子電流源，其電阻RSET和ROUT將輸出電流設(shè)置為2.5 mA，電容CSET限制電流噪聲的帶寬。LT3092的內(nèi)部10μA基準電流源使RSET兩端保持穩(wěn)定的VSET。VSET鏡像到ROUT兩端，根據(jù)式2設(shè)置輸出電流。

請注意，由于內(nèi)部基準電流從SET端子流出，因此實際的IOUT電流比式3給出的輸出電流要大10μA。

數(shù)據(jù)手冊建議R_SET = 20kΩ，以將R_SET兩端的壓降設(shè)置為200 mV，使失調(diào)電壓的影響最小。（在較小的V_SET上，失調(diào)電壓更為明顯。）電阻產(chǎn)生的白電流噪聲由式3給出。

其中：

T為絕對溫度，單位為K。

k為玻耳茲曼常數(shù)(J/K)。

R為電阻。

電阻電流噪聲與電阻倒數(shù)的平方根成正比，因此將RSET的值從建議的20 kΩ增加到120 kΩ時，ROUT也需要成比例地增加（而輸出電流保持在相同水平），導(dǎo)致整體噪聲電流下降。建議在RSET兩端接一個電容CSET，用以降低RSET和LT3092內(nèi)部電流基準的電流噪聲。CSET電容旁路LT3092產(chǎn)生的電流噪聲。

如圖3所示，對恒流源進行了LTspice仿真，以優(yōu)化元件值和布局依賴性。為了仿真Keysight E3631臺式電源（其兩路輸出串聯(lián)連接，總電壓設(shè)置為26V），我們建模了一個非理想電壓源，其在20 MHz帶寬內(nèi)具有0.7 mV rms的電壓噪聲和224 nA rms的電流噪聲。

表1列出了不同元件值組合的均方根噪聲。均方根電流噪聲針對1 mHz至100 kHz的帶寬進行了仿真。C_COMP的作用類似于高通濾波器，將噪聲從電壓源傳遞到輸出。進一步增加R_SET和R_OUT有助于降低電流噪聲，但也會導(dǎo)致電阻上的壓降更高，從而降低容許的信號擺幅。

表1 降低LT3092電流噪聲

¹無需元件。

當使用具有高電感的長電纜時，穩(wěn)定性可能成為問題。有關(guān)補償感性負載的更多信息，請參閱LT3092數(shù)據(jù)手冊。

要計算電流源提供的可用傳感器激勵電壓，請使用下式：

其中：

V_DD為恒流源的電源電壓。

LT3092DROP為IC本身的壓差（負載電流最高10 mA時，其通常為1.2 V）。

R_SET×10μA給出電阻上的壓差，其設(shè)置輸出電流電平，內(nèi)部10μA電流流過電阻。

在這種情況下，可用激勵電壓為23.6V。

電壓電平轉(zhuǎn)換器

電壓電平轉(zhuǎn)換器可承受高達13 V的傳感器偏移電壓，信號擺幅最高可達10 V p-p，支持市場上的大多數(shù)壓電傳感器。選擇的是帶運算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓撲，需要一個正轉(zhuǎn)換電壓來降低輸入電壓，以適應(yīng)FDA級的輸入要求。

圖4 反相電壓電平轉(zhuǎn)換器

圖4顯示了一個帶運算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓撲。轉(zhuǎn)換電壓通過下式計算：

電壓轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的V_OUT電壓設(shè)置為盡可能接近V_COM(2.5 V)，以平衡下一級中FDA的輸入。RF/RIN比值（運算放大器的衰減）必須遵循以下約束：

●   轉(zhuǎn)換運算放大器的電源電壓：5 V

●   轉(zhuǎn)換電壓范圍：0 V至5 V

●   運算放大器的穩(wěn)定性

●   ADC的滿量程范圍：±4.096 V

●   輸入信號幅度：10 V p-p

●   輸入直流偏移電壓：最高13 V

0.3的衰減是合理的折衷方案，下一級中的較小增益可使ADC的輸入幅度最大化，并提高信噪比(SNR)。請注意，電平轉(zhuǎn)換器輸出端的信號和噪聲都會被放大，因此最大限度地降低電平轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲至關(guān)重要。

在CN-0540中，輸入阻抗和輸入噪聲之間進行了折衷，輸入噪聲電平足夠低，輸入電阻則足夠高，以防止引入測量誤差。壓電傳感器一般為低阻抗輸出（數(shù)百歐姆）傳感器，哪怕相對較低的信號鏈輸入阻抗（數(shù)十kΩ）也會引入不到1%的誤差。作為折衷方案，選擇的最終輸入阻抗R_IN = 50kΩ。

使用下式計算輸入短路時電平轉(zhuǎn)換器模塊的電壓噪聲：

其中電阻的噪聲貢獻計算如下：

其中：

k為玻爾茲曼常數(shù)。

T為絕對溫度，單位為K。

R為電阻，單位為歐姆。

在平方之前，必須將除R_IN以外的所有貢獻乘以噪聲增益。反相運算放大器配置的噪聲增益與同相配置的噪聲增益相同。

使用下式計算反相輸入運算放大器的噪聲貢獻：

其中NG為電路的噪聲增益。

電壓電平轉(zhuǎn)換器模塊的單極點RC濾波器可限制噪聲。使用下式計算電壓電平轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的噪聲均方根值：

第一級的噪聲貢獻為20.8μVrms，其中最重要的噪聲貢獻者是R_IN，這是將輸入阻抗設(shè)置得足夠高以使負載引起的誤差最小化的結(jié)果。

直流偏置補償技術(shù)

每個IEPE加速度計都有一定的直流偏置電壓，此電壓沒有攜帶任何有用的信息，因此必須將其消除。如果信號鏈中使用了直流耦合，便可讓輸入電壓直流轉(zhuǎn)換以抵消直流偏置電壓，使得ADC僅接收輸入電壓的交流部分，而沒有任何直流偏移。精確的直流轉(zhuǎn)換對于直流測量的精度和測量動態(tài)范圍的最大化至關(guān)重要。

使用式5中的轉(zhuǎn)換電壓可以找到確切的轉(zhuǎn)換電壓。按照這種方法，必須分別為每個電路板和傳感器進行不同溫度下的數(shù)次測量，從而確保測量的準確性。

本電路使用了其他更精確、可靠且自動化的技術(shù)。CN-0540中采用了定制的逐次逼近算法。標準逐次逼近模型使用DAC至ADC控制環(huán)路估算未知電壓電平的最終位置，而該定制逐次逼近算法試圖使用DAC至ADC環(huán)路將ADC輸入端的平均電壓設(shè)置為盡可能接近于0。換句話說，主要目標是將FDA的兩個輸入設(shè)置為相同電壓電平，即V_COM = 2.5V。

表2 輸入偏置電壓補償過程

表2顯示了使用逐次逼近算法補償輸入偏置電壓的過程。由于選擇了16位DAC，因此進行了16次迭代。在此過程的最開始，DAC被設(shè)置為半量程輸出。每次將DAC設(shè)置為新值時，均要測量平均電壓。如果平均電壓為正，則將1位權(quán)重加到當前DAC輸出，否則就從當前DAC輸出中減去1位權(quán)重。由于輸入運算放大器使用反相配置，因此該過程是相反的。

第四個DAC輸出= (215 – 1) + 214 + 213 – 212 = 53,247   (11)

式11顯示了加上或減去的位權(quán)重。215 ? 1為初始半量程值，然后是兩次向上和一次向下，意味著加上第14  位和第13  位，并減去第12  位。

由于傳感器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，壓電傳感器本身會產(chǎn)生相當顯著的電壓噪聲。傳感器通電后，傳感器始終會拾取環(huán)境噪聲，導(dǎo)致更多噪聲從機械環(huán)境事件轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。為了僅提取壓電傳感器的直流偏置電壓，以及消除相當顯著的噪聲（隨機噪聲或周期性噪聲），直流偏置補償過程中會進行大量平均運算。

電平轉(zhuǎn)換DAC

選擇具有27個可選I2C地址的16位電壓輸出DAC (LTC2606)進行電平轉(zhuǎn)換。DAC與ADC共享4.096 V基準電壓。為了實現(xiàn)轉(zhuǎn)換運算放大器的同相輸入端預(yù)設(shè)的0 V至5 V完整轉(zhuǎn)換電壓范圍，并降低DAC輸出電壓噪聲，電路增加了一個外部緩沖器。該緩沖器具有Sallen-Key結(jié)構(gòu)，截止頻率為100 Hz，增益為1.22。具有增益輸出的DAC的1 LSB為

從DAC到ADC輸入的路徑上還有其他增益。ADC輸入端觀測到的1 LSB變化放大4.23倍（所有增益的乘積），如下所示：

總LSBDAC =

其中，2.667是FDA的增益，1.3是轉(zhuǎn)換運算放大器的增益；當將變化的信號引入同相輸入端時，轉(zhuǎn)換運算放大器像同相運算放大器一樣工作，實際增益為1 + (RF/R_IN)。式13的計算得出將傳感器調(diào)整到正確電平所引起的最大理論直流誤差。

表2證明，ADC轉(zhuǎn)換的DAC 1 LSB約為264μV。檢查最后兩個ADC讀數(shù)，差異僅為1 LSB，產(chǎn)生269μV。

圖5 RMS噪聲與輸入偏置電壓的關(guān)系

圖5顯示了僅將輸入偏置電壓施加于信號鏈輸入端時均方根噪聲如何變化。每次改變輸入偏置時，DAC都會將輸入調(diào)整至正確電平，確保失調(diào)誤差很低。信號鏈的均方根噪聲隨直流偏置的增加而增加，因為提供直流偏置的直流校準器在較高電壓輸出電平下會產(chǎn)生更多噪聲。

從圖5可知，動態(tài)范圍響應(yīng)均方根噪聲的提高，導(dǎo)致輸入偏置電壓提高，如圖6所示。

圖6 動態(tài)范圍與輸入偏置電壓的關(guān)系，1 kHz 1 V p-p輸入

圖7顯示了系統(tǒng)線性度與輸入偏置電壓的關(guān)系，使用的輸入信號頻率為1 kHz，幅度為1 V p-p。圖7表明，輸入偏置電壓對線性度沒有明顯影響，總諧波失真(THD)保持穩(wěn)定。

圖7 線性度與輸入偏置電壓

圖8顯示了整個溫度范圍內(nèi)ADC輸入端預(yù)設(shè)的失調(diào)電壓誤差。失調(diào)誤差是使用相同輸入電壓(10 V)在整個溫度范圍內(nèi)運行輸入偏置電壓補償程序而確定的。25°C下的測量結(jié)果定位0 V失調(diào)誤差。

圖8 10 V輸入偏置電壓在整個溫度范圍內(nèi)的失調(diào)電壓誤差