使用史密斯圓圖了解阻抗匹配短截線調(diào)諧，以及單和雙短截線調(diào)諧、阻抗輪廓和史密斯圓圖的“禁區(qū)”。

在本文中，您將看到使用史密斯圓圖將RF傳輸線與各種負載相匹配的短截線調(diào)諧示例的概述。如果你發(fā)現(xiàn)自己在射頻領(lǐng)域工作，那么使用史密斯圓圖設(shè)計這些匹配電路的能力會很方便，因為它通常比計算分析方程更直觀、更快。史密斯圓圖是電氣工程師菲利普·哈格·史密斯的發(fā)明。在另一篇文章中，我們討論了如何使用分流短截線來提供阻抗匹配。此外，阻抗匹配也可以通過串聯(lián)短截線來實現(xiàn)，我們稍后會討論。然而，如果負載阻抗有一些變化，則不能使用單短截線匹配。在這些情況下，更好的選擇是使用雙存根匹配網(wǎng)絡(luò)，這是本文的重點。

單短截線調(diào)諧——并聯(lián)和串聯(lián)配置

在射頻工程中，將線路與其負載相匹配至關(guān)重要。阻抗匹配可以使用各種不同的方法和組件來實現(xiàn)，每種方法和組件都適合特定的應(yīng)用。當(dāng)然，這導(dǎo)致了一個不可避免的、留存已久的困境，即工程師必須在最好的解決方案和最便宜的實施之間取得平衡。

短截線調(diào)諧是滿足這兩個標準的一種方法。一般來說，短截線調(diào)諧只是將傳輸線的長度添加到串聯(lián)或并聯(lián)電路配置中的現(xiàn)有長度上，以使線路與負載相匹配的過程。這是通過將特定長度的短截線放置在距離負載特定距離處來實現(xiàn)的。圖1顯示了短截線調(diào)諧器的兩種基本布局，即分流短截線（圖1（a））和串聯(lián)短截線（表1（b））匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖1分流短截線（a）和串聯(lián)短截線（b）匹配網(wǎng)絡(luò)的示意圖

分流短截線法（將在另一篇文章中更詳細地討論）更受歡迎。這是因為分流配置不需要斷開現(xiàn)有的連接，因此在機械上更方便。然而，為了完整起見，我們將通過一個示例簡要討論系列配置。

示例1：串聯(lián)單樁匹配網(wǎng)絡(luò)

設(shè)計圖1（b）的串聯(lián)單短截線匹配網(wǎng)絡(luò)，將ZL=100+j50Ω轉(zhuǎn)換為ZIn=50Ω。假設(shè)存根在短時間內(nèi)終止。如果負載阻抗是串聯(lián)RL電路，匹配頻率為1 GHz，則繪制反射系數(shù)幅度與頻率的關(guān)系圖。

歸一化負載阻抗zL=2+j標記在圖2中的史密斯圓圖上。

圖2史密斯圓圖上的歸一化負載阻抗zL=2+j

圖1（b）中的匹配電路從負載側(cè)的一條長度為d的串聯(lián)線開始。我們知道，離開傳輸線上的終端會沿著負載的常數(shù)|Γ|圓產(chǎn)生順時針旋轉(zhuǎn)。因此，在串聯(lián)線輸入端看到的阻抗軌跡是負載常數(shù)|Γ|圓——上圖中的綠色圓。

添加短截線只會改變阻抗的電抗分量。因此，應(yīng)選擇長度d，將我們移動到r=1的恒定電阻圓。接下來，短截線電抗可以使我們沿著r=1的圓到達史密斯圓圖的中心。上圖中有兩個交點，分別表示為點A和B。使用點A，我們得到如圖3所示的路徑。

圖3史密斯圓圖上A點的路徑

為了找到級數(shù)線的長度d，我們可以從中心通過zL和點A向外畫線到圖表的邊緣，并測量相應(yīng)的弧，得出d=λ/8。為了找到短截線的長度，我們應(yīng)該考慮點A的阻抗。點A的歸一化阻抗為1-j。因此，短截線應(yīng)該提供+j的電抗，以將我們移動到史密斯圓圖的中心。對于短路短截線，短截線的長度為λ/8，如上所示。最終的匹配電路如圖4所示。

圖4我們第一個例子的最終匹配電路圖

由于ZL=100+j50Ω被稱為串聯(lián)RL電路，匹配頻率為1 GHz，因此我們得到R=100Ω和L=7.96 nH。如下圖5所示，電路的輸入反射系數(shù)（S11）證實了在1 GHz下的出色匹配。

圖5顯示1 GHz下輸入反射系數(shù)與頻率的圖表

現(xiàn)在讓我們學(xué)習(xí)雙短截線調(diào)諧技術(shù)。

雙樁匹配網(wǎng)絡(luò)的基本思想

單個短截線調(diào)諧器可以在輸入阻抗和負載阻抗的任何值之間提供阻抗匹配，只要它們具有非零實部。這就是為什么單存根調(diào)諧非常有效和通用的原因；然而，它有一個缺點，在某些應(yīng)用中可能會造成問題：短截線的位置和長度都取決于負載阻抗。例如，考慮下面顯示的匹配網(wǎng)絡(luò)（圖6）。

圖6匹配網(wǎng)絡(luò)圖示例

短截線與負載的距離為l1=0.199λ。如果負載阻抗不恒定或因制造公差而變化，那么我們必須調(diào)整l1和l2。對于將短截線放置在線路負載端的其他類型的分流短截線調(diào)諧器也是如此。圖7中顯示了一個示例。

圖7 短截線放置在線路負載端的示例圖

同樣，l1和l2都需要調(diào)整，以考慮ZL的變化。調(diào)整l1不方便，因為它被放置在負載和輸入端口之間。然而，調(diào)整短截線l2的長度可以相對容易，特別是在使用短路短截線時。這種可調(diào)短截線可以通過沿同軸線移動的滑動短截線來創(chuàng)建。這一觀察結(jié)果是雙短截線調(diào)諧器匹配電路的基礎(chǔ)，如圖8所示。

圖8匹配電路或雙短截線調(diào)諧器的示意圖

在這種情況下，輸入和輸出端口之間的串聯(lián)部分的長度是固定的（l1、l2和l3是恒定的），但短截線長度ls1和ls2是可調(diào)的。請注意，通過固定系列線的長度，我們在設(shè)計中失去了一個自由度。為了彌補這一點，使用了兩個可調(diào)短截線，而不是一個短截線。這給了我們兩個自由度，類似于單個短截線調(diào)諧器的情況。因此，雖然兩個短截線的位置是固定的，但它們的長度是可調(diào)的。從這里開始，短截線可以在開路或短路時終止。

在解釋雙短截線調(diào)諧器的工作原理之前，研究串聯(lián)線如何在史密斯圓圖上旋轉(zhuǎn)給定的阻抗輪廓是有幫助的。

通過串聯(lián)線旋轉(zhuǎn)阻抗輪廓

我們知道，離開傳輸線上的終端會沿著負載的常數(shù)|Γ|圓產(chǎn)生順時針旋轉(zhuǎn)。如果線的電長度為θ，則史密斯圓圖上的旋轉(zhuǎn)為2θ（圖9）。

圖9旋轉(zhuǎn)2θ的史密斯圓圖示例

上述變換不僅可以旋轉(zhuǎn)單個點，還可以明顯地旋轉(zhuǎn)史密斯圓圖上的給定輪廓。例如，假設(shè)負載導(dǎo)納yL的軌跡是g=1的恒定電導(dǎo)圓（圖10中的藍色圓）。

圖10史密斯圓圖顯示了負載導(dǎo)納yL的軌跡

如果我們在yL中終止一條λ/8的線，則可以通過將g=1的圓順時針旋轉(zhuǎn)λ/8（或2×45°=90°），得到該線輸入處的導(dǎo)納軌跡，從而得到上圖中的綠色圓。

可以看出，藍色圓圈上的每個任意點都旋轉(zhuǎn)了λ/8，以在綠色圓圈上產(chǎn)生其對應(yīng)的點（例如，點A被轉(zhuǎn)換為點B）。因此，一條系列線會旋轉(zhuǎn)整個輪廓。

雙短截線調(diào)諧是如何工作的？

考慮圖11所示的雙短截線匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖11雙短截線匹配網(wǎng)絡(luò)示例

在這種情況下，我們有l(wèi)1=l2=λ/8，l3=3λ/8，短截線在短路中終止。目標是將任意負載阻抗zL轉(zhuǎn)換為zin=1的歸一化阻抗。輸入端口處的導(dǎo)納為yin=1。由于尹位于史密斯圓圖的中心，y4也位于中心。如果長度為ls2的短截線的電納為jbs2，則y3=1-jbs2。換句話說，y3位于g=1的恒定電導(dǎo)圓上。

從我們之前的討論中，我們知道長度為l2的中間串聯(lián)線將y2順時針旋轉(zhuǎn)兩倍于線的電長度，從而產(chǎn)生y3。因此，我們只需要將y3逆時針旋轉(zhuǎn)λ/8即可找到y(tǒng)2的軌跡。y3和y2的輪廓如圖12中的綠色和藍色圓圈所示。

圖12史密斯圓圖顯示y3和y2的輪廓

上述解釋表明，如果y2在藍色圓圈上，y3將在綠色圓圈上，因為l2等于λ/8。在這種情況下，正確選擇的短截線長度ls2可以將y4移動到史密斯圓圖的中心。因此，我們選擇第一個短截線ls1的長度將y2移動到藍色圓圈上的某個地方，并選擇ls1將y4帶到史密斯圓圖的中心。

請注意，史密斯圓圖上藍色圓圈的位置由中間系列線l2的長度決定。在討論雙短截線調(diào)諧時，這個圓通常被稱為“旋轉(zhuǎn)1+jb圓”或“旋轉(zhuǎn)g=1圓”。讓我們來看一個例子。

示例2：設(shè)計雙樁匹配網(wǎng)絡(luò)

設(shè)計圖11的雙短截線匹配網(wǎng)絡(luò)，將ZL=100+j50Ω轉(zhuǎn)換為ZIn=50Ω。如電路圖所示，我們有l(wèi)1=l2=λ/8和l3=3λ/8，短截線在短路中終止。如果負載阻抗是串聯(lián)RL電路，匹配頻率為1 GHz，則繪制反射系數(shù)幅度與頻率的關(guān)系圖。

歸一化負載導(dǎo)納yL（對應(yīng)于zL=2+j）標記在圖13的史密斯圓圖上。

圖13史密斯圓圖顯示了歸一化負載導(dǎo)納yL

如上所述，由于負載側(cè)的串聯(lián)線，λ/8的順時針旋轉(zhuǎn)將yL轉(zhuǎn)換為y1。

在這個例子中，y1位于g=0.5的圓上，第一個短截線添加的電納應(yīng)該將我們移動到g=0.5圓與旋轉(zhuǎn)的g=1圓（紫色圓）的交點?？紤]到這一點，有兩種可能的解決方案，分別用y2和y2′表示。在這個例子中，我們將選擇使用通過y2的路徑。接下來，中間的級數(shù)線產(chǎn)生λ/8順時針旋轉(zhuǎn)，并將我們帶到g=1圓上的y3（圖14）。

圖14史密斯圓圖顯示了中間的級數(shù)線如何產(chǎn)生λ/8順時針旋轉(zhuǎn)，并將我們帶到g=1圓上的y3

最后，第二個存根添加了適當(dāng)?shù)碾娂{值jbs2，將我們移動到史密斯圓圖的中心。圖15顯示了具有所需恒定電納弧的最終路徑，因此我們可以計算ls1和ls2。

圖15史密斯圓圖顯示了具有所需恒定電納弧的最終路徑

第一個短截線的電納等于y2和y1之間的電納差，導(dǎo)致bs1=j0.14-j0.5=-j0.36。如圖所示，長度為ls1=0.195λ的短路短截線產(chǎn)生電納bs1=-j0.36。此外，第二個短截線應(yīng)產(chǎn)生等于bs2=-j0.73的電納，以將我們移動到史密斯圓圖的中心。這需要一個長度為ls2=0.141λ的短路短截線，如圖15所示。這樣就完成了設(shè)計。

由于ZL=100+j50Ω被稱為串聯(lián)RL電路，匹配頻率為1 GHz，因此我們得到R=100Ω和L=7.96 nH。電路的輸入反射系數(shù)（S11）如圖16所示，這證實了在1 GHz下的良好匹配。

圖16顯示電路的輸入反射系數(shù)（S11）在1 GHz下的匹配良好的圖表

史密斯圖禁區(qū)

上述設(shè)計過程基于這樣的假設(shè)，即由第一短截線添加的導(dǎo)納可以將y2移動到旋轉(zhuǎn)的g=1圓上的一個點。對于yL和l1的某些值，這可能是不可能的。在上述示例中，如果y1落在g=2圓內(nèi)，則添加電納不能將其轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)的g=1圓上的點。如圖17所示。

圖17史密斯圓圖顯示了“禁區(qū)”

這就是為什么在我們的例子中，g=2圓內(nèi)的區(qū)域是禁區(qū)。為了解決這個問題，商用雙短截線調(diào)諧器選擇l1=l3±λ/4，您可以在Reinhold Ludwig和Gene Bogdanov的這本推薦書《RF電路設(shè)計：理論與應(yīng)用》中了解更多信息。在這種情況下，如果負載落在禁止區(qū)域內(nèi)，則可以簡單地將負載連接到調(diào)諧器的另一端，以將y1移出禁止區(qū)域。

通過Z史密斯圓圖進行設(shè)計

可以僅使用阻抗史密斯圓圖（或Z史密斯圓圖）而不是使用ZY-Smith圖來執(zhí)行上述計算。在這種情況下，Z史密斯圓圖被解釋為Y史密斯圓圖。你可以在David M.Pozar的著名著作《微波工程》中找到一個例子

最后，值得一提的是，調(diào)諧雙短截線調(diào)諧器通常是通過實踐中的反復(fù)試驗來完成的——觀看此視頻以獲取示例。這通常比計算并實現(xiàn)分析解決方案更快。