1引言

單端正激變換器拓撲以其結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉而被廣泛應(yīng)用于獨立的離線式中小功率電源設(shè)計中。在計算機、通訊、工業(yè)控制、儀器儀表、醫(yī)療設(shè)備等領(lǐng)域，這類電源具有廣闊的市場需求。當今，節(jié)能和環(huán)保已成為全球?qū)哪茉O(shè)備的基本要求。所以，供電單元的效率和電磁兼容性自然成為開關(guān)電源的兩項重要指標。而傳統(tǒng)的單端正激拓撲，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬開關(guān)工作模式，決定了該電路存在一些固有的缺陷：變壓器體積大，損耗大；開關(guān)器件電壓應(yīng)力高，開關(guān)損耗大；dv/dt和di/dt大，emi問題難以處理。

為了克服這些缺陷，文獻[1][2][3]提出了有源鉗位正激變換器拓撲，從根本上改變了單端正激變換器的運行特性，并且能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式，從而大量地減少了開關(guān)器件和變壓器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了電磁兼容性。因此，有源鉗位正激變換器拓撲迅速獲得了廣泛的應(yīng)用。

然而，有源鉗位正激變換器并非完美無缺，零電壓軟開關(guān)特性也并非總能實現(xiàn)。因而，在工業(yè)應(yīng)用中，對該電路進行優(yōu)化設(shè)計顯得尤為重要。本文針對有源鉗位正激變換器拓撲，進行了詳細的理論分析，指出了該電路的局限性，并給出了一種優(yōu)化設(shè)計方法。

2正激有源鉗位變換器的工作原理

如圖1所示，有源鉗位正激變換器拓撲與傳統(tǒng)的單端正激變換器拓撲基本相同，只是增加了輔助開關(guān)sa（帶反并二極管）和儲能電容cs，以及諧振電容cds1、cds2，且略去了傳統(tǒng)正激變換器的磁恢復(fù)電路。磁飽和電感l(wèi)s用來實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)，硬開關(guān)模式用短路線替代。開關(guān)s和sa工作在互補狀態(tài)。為了防止開關(guān)s和sa共態(tài)導(dǎo)通，兩開關(guān)的驅(qū)動信號間留有一定的死區(qū)時間。下面就其硬開關(guān)工作模式和零電壓軟開關(guān)工作模式分別進行討論。為了方便分析，假設(shè)：

1）儲能電容cs之容量足夠大以至于其上的電壓vcs可視為常數(shù)；
2）輸出濾波電感l(wèi)o足夠大以至于其中的電流紋波可忽略不計；
3）變壓器可等效成一個勵磁電感l(wèi)m和一個匝比為n的理想變壓器并聯(lián)，并且初次級漏感可忽略不計；
4）所有半導(dǎo)體器件為理想器件。
2.1有源鉗位正激變換器硬開關(guān)工作模式
硬開關(guān)的有源鉗位正激變換器工作狀態(tài)可分為6個工作區(qū)間，關(guān)鍵工作波形如圖2(a)所示。

[t0～t1]期間主開關(guān)s導(dǎo)通，輔助開關(guān)sa斷開。變壓器初級線圈受到輸入電壓vin的作用，勵磁電流線性增加，次級整流管導(dǎo)通并向負載輸出功率。t1時刻，主開關(guān)s斷開。

[t1～t2]期間負載折算到變壓器初級的電流io＊和勵磁電流im給電容cds1充電和cds2放電，電壓vds1迅速上升。t2時刻，vds1上升到vin，變壓器輸出電壓為零，負載電流從整流管d3轉(zhuǎn)移到續(xù)流管d4。

[t2～t3]期間只有勵磁電流im通過lm、cds1、cds2繼續(xù)諧振，并在t3時刻vds1達到(vin＋vcs)。輔助開關(guān)sa的反并二極管d2導(dǎo)通，勵磁電流給電容cs充電并線性減小，此時，可驅(qū)動輔助開關(guān)sa。

[t3～t4]期間變壓器初級線圈受到反向電壓vcs的作用，勵磁電流由正變負。t4時刻，sa斷開。

[t4～t5]期間電容cds1、cds2與lm發(fā)生諧振，并在t5時刻電壓vds1下降到vin，變壓器磁芯完成磁恢復(fù)。

[t5～t0′]期間次級整流管導(dǎo)通，變壓器次級繞組短路，給勵磁電流提供了通道。在此期間，vds1維持在vin，勵磁電流保持在－im(max)。t0′時刻，主開關(guān)s被驅(qū)動導(dǎo)通，下一個開關(guān)周期開始。

很明顯，有源鉗位正激變換器的變壓器磁芯工作在一、三象限，變換器工作占空比可超過50％。由于電容cds1、cds2的存在，開關(guān)s和sa均能自然零電壓關(guān)斷，而且sa能實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。但主開關(guān)管s工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

2.2有源鉗位正激變換器零電壓軟開關(guān)模式

從上面的分析可明顯地看出，當變壓器勵磁電感l(wèi)m減小，勵磁電流足夠大時，[t5～t0′]期間勵磁電流除了能提供負載電流外，剩余部分可用來幫助電容cds2、cds1充放電。電壓vds1有可能諧振到零，從而實現(xiàn)主功率開關(guān)管s的零電壓軟開通。二極管d1可為負的勵磁電流續(xù)流。關(guān)鍵工作波形如圖2（b）所示，具體的軟開關(guān)條件將在下一節(jié)中詳細討論。很顯然，軟開關(guān)的代價是變壓器勵磁電流和開關(guān)管導(dǎo)通電流峰值大幅增加，開關(guān)管及變壓器電流應(yīng)力和通態(tài)損耗明顯加大。

2.3應(yīng)用磁飽合電感器實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)

為了克服上述零電壓軟開關(guān)工作時電流應(yīng)力過大的缺點?？梢栽谧儔浩鞔渭壵鞫O管上串聯(lián)一個磁飽和電感l(wèi)s，如圖1所示。當電壓vds1下降到vin時，[t5～t0′]期間磁飽和電感l(wèi)s瞬時阻斷整流二極管，使得變壓器勵磁電流不必負擔負載電流，而可完全用來給電容cds2、cds1充放電。這樣，不必大量減小變壓器勵磁電感，較小的勵磁電流就可以保證電壓vds1諧振到零，實現(xiàn)主功率開關(guān)管的零電壓軟開通。關(guān)鍵工作波形如圖2（c）所示。

3靜態(tài)分析和優(yōu)化設(shè)計方法

3．1儲能電容電壓及開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力
根據(jù)磁芯伏-秒平衡原則，可得式（1）

式中：vin為輸入直流電壓；
vo為輸出電壓；
d為主開關(guān)導(dǎo)通占空比；
ts為開關(guān)周期；
n為變壓器匝比。
因此，主開關(guān)s和輔助開關(guān)sa承受的最大電壓應(yīng)力均為vds：

上式說明，當變壓器匝比愈小時，對于一定的輸入電壓和輸出電壓的變換器，開關(guān)管電壓應(yīng)力vds愈小。所以，有源鉗位正激變換器一個顯著優(yōu)點是可以降低開關(guān)管電壓應(yīng)力，從而可選用額定電壓較低、通態(tài)電阻較小的功率開關(guān)管。另外，當變壓器變比n確定后，開關(guān)管電壓應(yīng)力僅與占空比有關(guān)，如圖3所示。顯然，當占空比為0.5時，開關(guān)管承受最小的電壓應(yīng)力。當輸入電壓變化時，如果將占空比設(shè)計運行在以0.5為中心的對稱范圍內(nèi)，則可使開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力基本保持恒定。

3．2增加勵磁電流實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作條件
從開關(guān)sa斷開到電壓vds1諧振至零的過程，即工作區(qū)間[t4～t5]和[t5～t0′]。要實現(xiàn)主開關(guān)s零電壓軟開通，其導(dǎo)通驅(qū)動延遲時間必須大于以上兩區(qū)間之和。
[t4～t5]期間等效電路如圖4所示。相應(yīng)的電路微分方程是：

微分方程的解為：

3．3應(yīng)用磁飽和電感實現(xiàn)軟開關(guān)工作的條件
當輔助開關(guān)sa斷開后，由于磁飽和電感l(wèi)s瞬間相當于開路，因此變壓器勵磁電流可完全用來對cds2和cds1充放電。[t4～t5]、[t5～t0′]期間，等效電路同圖4。顯然，令式（21）和（24）中io＊或io為零，即可得到主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通的能量條件和時間條件，im(max)≥cdsωvin，即：

死區(qū)延遲時間，意味著pwm變換器有效占空比的損失。為了盡量減小有效占空比的損失，則k必須加大。另一方面，變換器開關(guān)頻率fs愈高，則為保持相同的有效占空比，k至少應(yīng)保持不變，即諧振頻率ω應(yīng)與開關(guān)頻率fs成比例增加。圖6給出了軟開關(guān)所需要的死區(qū)時間td和最大勵磁電流im(max)與k的關(guān)系曲線。從圖中明顯看出，采用加大勵磁電流的方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)和采用磁飽和電感器比較，要求的k較大，因而有較大的勵磁電流損耗；另外，從式（15）看出，開關(guān)頻率愈高，電流峰值也愈高，變壓器的銅耗和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗也愈大。因此，軟開關(guān)有源鉗位正激變換器工作頻率不宜太高。

3．4優(yōu)化設(shè)計方法
對一給定技術(shù)指標的dc/dc變換器，其具體參數(shù)為：輸入電壓范圍vin(min)～vin(max)，輸出電壓vo，輸出功率po，開關(guān)頻率fs。設(shè)計步驟如下：
1）根據(jù)輸出功率po、開關(guān)頻率fs選定變壓器磁芯材料，得到相應(yīng)的磁芯截面積ae，飽和磁密bs，窗口面積aw等。設(shè)定最大交變磁密δb。
2）確定最大電壓應(yīng)力vds及降額系數(shù)k1。
3）據(jù)式（27）、（28）求出變壓器匝比n和最大、最小占空比dmax、dmin，及正常占空比dnorm。

）求出開關(guān)管電壓應(yīng)力vds，選定主開關(guān)s和輔助開關(guān)sa的額定電壓及確定諧振電容cds1和cds2。
6）設(shè)定死區(qū)延遲時間td，針對不同的軟開關(guān)實現(xiàn)方法，分別從式（21）、（24）或（25）、（26）求出所需的系數(shù)k。
7）根據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω及變壓器初級勵磁電感量lm。
4設(shè)計實例和實驗結(jié)果
應(yīng)用上述設(shè)計方法，設(shè)計1臺用于通訊設(shè)備的ac/dc變換器電源。具體技術(shù)指標為：
輸入電壓viac140v～280v
輸出電壓vodc12v
輸出功率po150w
功率因數(shù)λ>0.95
效率η>0.80
采用常規(guī)的boost變換器進行功率因數(shù)校正，滿足功率因數(shù)大于0.95的指標要求，且得到dc440v的直流電壓?？紤]到電源保持時間要求，設(shè)定有源鉗位dc/dc變換器輸入電壓工作范圍為dc330～450v，開關(guān)頻率為100khz，即ts=10μs，vinmax=450v，vinmin=330v，vinnorm=440v。為提高效率，有源鉗位dc/dc變換器采用了同步整流技術(shù)，設(shè)計結(jié)果如下：
1）選擇磁芯材料為tdk，pc40，eer40，ae=1.49cm2，bs=450mt，取δb=300mt。
2）設(shè)定開關(guān)管最大電壓應(yīng)力為900v，降額系數(shù)k1為0.9。
3）求出變壓器匝比n，最大、最小占空比dmax、dmin，及正常占空比dnorm
考慮整流管壓降和輸出電感損耗，取vo為13v，據(jù)式（27）、（28）求出：n≤15，取n=13.3。則：dmax=0.524，dmin=0.384，dnorm=0.393。
4）據(jù)式（29）、（30）求出變壓器初次級匝數(shù)n1，n2分別為40匝和3匝。
5）據(jù)式（3），求出當占空比為0.384時，開關(guān)管承受最大的電壓應(yīng)力731v。s和sa可選900v之功率場效應(yīng)管。等效漏源并聯(lián)電容cds1為330pf，cds2為200pf，所以cds為530pf。
6）設(shè)定死區(qū)時間td為350ns，采用磁飽和電感方法實現(xiàn)軟開關(guān)。則據(jù)式（26）求出k為15.4。
7）據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω為1.54mhz，變壓器勵磁電感l(wèi)m為800μh。
圖7（a）、7（b）、7（c）給出了實測的主開關(guān)管工作電壓、電流波形。圖7（a）顯示主開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)。圖7（b）和圖7（c）分別是采用增加勵磁電流方法和應(yīng)用磁飽和電感器方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)的電壓電流波形，后者明顯地降低了勵磁電流和開關(guān)管電流的峰值。實測波形與理論分析完全一致。圖8、9顯示出了實測的效率曲線。從圖9中看出，當變換器開關(guān)頻率增加時，變壓器勵磁電流損耗和開關(guān)管通態(tài)損耗所占比重增加，變換器效率降低了。實驗結(jié)果驗證了理論分析。

5結(jié)語

有源鉗位正激拓撲非常適合中小功率的dc/dc變換器電源設(shè)計。零電壓軟開關(guān)條件是變壓器勵磁電感和諧振電容的諧振頻率必須足夠大，并且有足夠的勵磁電流儲能。其代價是變壓器勵磁電流損耗和功率開關(guān)管通態(tài)損耗加大，并隨工作頻率提高而加劇。因此該變換器拓撲工作頻率受到限制。采用磁飽和電感可以改善電流應(yīng)力過大的缺點。本文給出了有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計方法。一臺應(yīng)用于通訊設(shè)備，寬范圍輸入電壓的150w電源被設(shè)計出來，實驗結(jié)果證實了理論分析。