引 言

　　電磁超聲是一種非接觸式的超聲檢測方法，不需要與被測對象有任何的物理接觸，不需要耦合劑，能夠應用于被測對象處于高溫、高速、粗糙表面的檢測條件下。因為不接觸的特點，所以用來激勵電磁超聲換能器的激勵電源是極其重要的一部分，激勵電源要產(chǎn)生高峰值電流、窄脈寬特點的電脈沖。對于不同的被測物體，采用合適的參數(shù)激發(fā)電磁超聲，使電磁超聲換能器的電／聲轉換效率最大化，也是提高信噪比的關鍵之一。因此，設計脈沖串頻率、個數(shù)、相位均可調(diào)的激勵電源是非常必要的。本文設計了一種基于DDS技術的電磁超聲波激勵電源。

　　1 電磁超聲波激勵源組成

　　電磁超聲波激勵電源主要包括DDS信號發(fā)生電路、脈沖串控制電路、功率放大電路、阻抗匹配電路，如圖1所示。為了方便調(diào)節(jié)激發(fā)脈沖的頻率、相位和控制激發(fā)脈沖的個數(shù)，上位機與單片機進行串行通訊，用來設定激勵電源的參數(shù)，單片機控制DDS芯片AD9850產(chǎn)生頻率為1 kHz～2 MHz的可調(diào)方波信號，單片機控制可編程邏輯器件(CPLD)MAX7064完成脈沖串的個數(shù)和相位的設定。由于信號發(fā)生電路產(chǎn)生的脈沖信號功率較弱，電壓幅值低，不足于驅動VMOS管，在脈沖發(fā)生電路與功率放大電路之間加一級驅動電路，對信號進行放大。由信號發(fā)生器電路和驅動電路組成控制電路，控制 VMOS管的開通和關斷。在VMOS管電路關斷時，高壓電源通過充電電阻對電容進行充電；當VMOS管導通時，電容、VMOS管以及探頭(包括阻抗匹配電路)形成放電回路，使得在探頭兩端能夠得到高峰值的窄脈寬電脈沖。

　　為了使電／聲轉換效率達到最大化，在功率放大電路與換能器之間增加了阻抗匹配電路，由阻抗匹配變壓器和電容組成。功率放大電路采用半橋功率放大方式，其中，功率開關使用MOSFET模塊。

　　2 激勵源硬件實現(xiàn)

　　2．1 DDS原理及電路信號發(fā)生電路

　　為了得到最佳的電／聲轉換，激勵頻率應當與探頭的諧振頻率一致，因此要求控制信號的頻率可以靈活改變。采用單片機和直接數(shù)字頻率合成(DDS)技術來設計信號發(fā)生器電路。DDS技術是一種采用數(shù)字控制信號的相位增量技術，具有頻率分辨率高，穩(wěn)定性好，可靈活產(chǎn)生多種信號的優(yōu)點?；贒DS的波形發(fā)生器是通過改變相位增量寄存器的值 △phase(每個時鐘周期的度數(shù))來改變輸出頻率的。每當N位全加器的輸出鎖存器接收到一個時鐘脈沖時，鎖存在相位增量寄存器中的頻率控制字就與N位全加器的輸出相加。在相位累加器的輸出被鎖存后，即作為波形存儲器的一個尋址地址，該地址對應波形存儲器中的內(nèi)容就是一個波形合成點的幅度值，然后經(jīng)D／A 轉換變成模擬值輸出。當下一個時鐘到來時，相位累加器的輸出又加一次頻率控制字，使波形存儲器的地址處于所合成波形的下一個幅值點上。最終，相位累加器檢索到足夠的點就構成了整個波形。DDS的輸出信號頻率由式(1)計算：

　　式中：Fout為輸出頻率；△phase為頻率控制字；FCLK為參考頻率。

　　DDS的頻率分辨率定義為：

　　式中：△Fout為頻率分辨率。

　　由于基準時鐘的頻率一般固定，因此相位累加器的位數(shù)決定了頻率分辨率，位數(shù)越多，分頻率越高。以單片機STC89C516為控制核心，采用并行輸入的方式實現(xiàn)對AD9850控制字的寫入，通過上位機串行通訊控制方波的頻率。AD9850的輸入時鐘采用50 MHz有源晶振，輸出頻率范圍可從幾赫茲到幾兆赫茲，但是整個系統(tǒng)的輸出頻率范圍由后級功率放大電路中一些時間常數(shù)決定，所以頻率范圍為1 kHz～2 MHz可調(diào)。將單片機的P1口連接到AD9850的并行輸入口，P3．6和P3．7完成單片機對AD9850的輸入／輸出控制。AD9850控制字寫完之后，便由IOUT輸出相應頻率的正弦波信號。為了使輸出頻率不受高頻斜波的干擾，選用兩級丌型LC低通濾波器，其動態(tài)范圍帶寬為0～40 MHz，將純凈的正弦波送AD9850的比較器端口，最終由QOUT輸出方波。DDS信號發(fā)生電路圖如圖2所示。

　　2．2 脈沖串控制電路

　　為了調(diào)節(jié)電磁超聲的諧振點，要求控制信號的個數(shù)可以靈活改變，由于電磁超聲換能器 (EMAT)采用了電磁鐵，這就要求激勵源的相位應與電磁鐵的50 Hz工頻相位相一致，并能在0～180°之間做出調(diào)整。采用單片機控制可編程邏輯器件(CPLD)，在CPLD內(nèi)部完成對脈沖串個數(shù)和相位的控制。最終由上位機與單片機通訊產(chǎn)生頻率、個數(shù)、相位均可調(diào)的脈沖串。將單片機的P0，P2口分別與CPLD連接作為地址和數(shù)據(jù)接口，P3．4，P3．5作為控制端口，當單片機將脈沖串的個數(shù)和相位寫入CPLD后，便輸出HO，LO兩路互補單極性方波信號。

　　2．3 功率放大電路和阻抗匹配電路設計

　　為了增大電磁超聲波的強度，需將激勵信號的功率進一步放大。根據(jù)電磁超聲波的強度與電流的平方成正比，可利用功率放大電路實現(xiàn)信號電流的放大。

　　功率放大電路采用大功率管(MOSFET)組成半橋功率放大電路。MOSFET具有開關速度快，可承受高壓，且高頻特性好，輸入阻抗高，驅動功率小，無二次擊穿問題等特點。柵極驅動的要求是觸發(fā)脈沖有足夠快的上升和下降速度。要使功率MOSFET充分導通，觸發(fā)脈沖的電壓要高于功率MOSFET的開啟電壓。MOSFET管的類型很多，如STW15NB50，IRF840等。在該設計中選用STW15NB50，其最短開通時間為24 ns，關斷時間為15 ns，漏源電壓VDS可達到500 V，峰值脈沖電流58 A，能夠滿足設計要求。

　　圖3為半橋功率放大電路，R1，R2為橋平衡電阻；C1，C2為橋臂電容；D1，D2為橋開關吸收電路元件。其工作原理如下：兩個反相的方波激勵信號分別接到兩個開關管的基極，當HO為高電平，LO為低電平時，Q1導通，Q2關閉，電流通過Q1至變壓器初級向電容C2充電，同時C1上的電荷向Q1和變壓器初級放電，從而在輸出變壓器次級感應一個正半周期脈沖電壓；當HO為低電平，LO為高電平時，Q2被觸發(fā)導通，Q1關閉，電流通過電容C1和變壓器初級充電，而C2的電荷也經(jīng)由變壓器初級放電，在變壓器次級感應一個負半周期脈沖電壓，從而形成一個工作頻率周期的功率放大波形。由于功放管工作在伏安特性曲線的飽和區(qū)或截止區(qū)，集電極功耗降到最低限度，從而提高了放大器的能量轉換效率，使之可達80％以上。

　　MAX4428，IRF系列的驅動芯片或由三極管組成的放大電路均可用于驅動MOSFET管。但是，MAX4428和其他一些集成驅動芯片的驅動頻率一般只能達到200 kHz左右，而本設計采用三極管如圖4連接，驅動電路頻率可以達到2 MHz左右，輸出無雜波且成本低，能夠成功地驅動MOS管的開／斷。

　　為了使輸出的瞬時功率最大，需要對探頭的阻抗進行匹配。在功率放大輸出端加補償阻抗，使整個電路的感抗和容抗相抵消，發(fā)射的功率最大，電能轉換成聲能的效率最高，匹配電路如圖3虛線框中所示，半橋逆變輸出經(jīng)傳輸線變壓器耦合后通過電容連接到換能器上。傳輸線變壓器由雙絞線和磁環(huán)組成，電路中脈沖串發(fā)射頻率在1 MHz時激勵源輸出阻抗為50 Ω；由于被測工件也屬于換能器的一部分，所以在對探頭阻抗進行測量時，應將探頭置于工件表面，若測得負載阻抗為500 Ω，則雙絞線匝數(shù)應為10左右。

　　經(jīng)過調(diào)諧匹配，換能器在電磁超聲功率源驅動下達到諧振。圖5為采集的換能器的激勵電壓波形。可見獲得了頻率為純凈的正弦波，在外接電壓為100 V時，其峰一峰值接近100 V。

　　3 激勵源軟件設計

　　軟件設計主要是對單片機進行編程，實現(xiàn)與上位機通訊、控制CPLD的輸出、調(diào)節(jié)AD9850輸出頻率等。程序流程如圖6所示。

　　4 結 語

　　采用DDS技術和單片機控制技術的電磁超聲激勵電源硬件結構簡單，編程控制也比較方便。與傳統(tǒng)的模擬信號發(fā)生器相比，頻率精度高，相位精確可控，從而改善了探傷效果，便于整套設備的數(shù)字化控制和操作，并減小了設備的體積和重量。