基于TMS320F2812的高頻鏈逆變器控制系統(tǒng)
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2．3 控制系統(tǒng)的軟件設計
在設計軟件框架時，本著模塊化、子程序化的設計思想，根據程序所實現(xiàn)功能的不同，將其分為4個模塊：主程序模塊、周期中斷模塊、ADC中斷模塊和CAP中斷模塊。圖6為控制系統(tǒng)的主流程圖。
在主程序模塊中，對各個模塊進行初始化，調節(jié)計算程序和其他程序。初始化程序中先將6個復用的I／O引腳設置為PWM波輸出引腳，再對其他寄存器進行初始化。在完成所有的初始化工作后，使能以下所需中斷。CAP中斷對輸出電流電壓的極性進行判斷，用變量Flag_I和Flag_U作為標志，以判斷逆變器的工作模式；A／D中斷中將采樣值轉換成算法運算所需的實際值，與參考信號做比較，得到誤差信號；T2周期中斷實時根據所更新的誤差信號對脈沖寬度進行調整，更新比較寄存器中的數值。主要寄存器的設置如下：
PWM信號的產生用到了EVA的兩個通用計時器和全比較單元。其中，通用定時器GP1用于產生對稱三角載波；GP2用于觸發(fā)定時器中斷程序，以調整占空比。PWM波形的產生所需要的對事件管理器用寄存器主要有以下幾個：
(1)設置周期寄存器T1PR和T2PR
設定功率管的開關頻率為20 kHz，則三角波載波頻率為20 kHz，系統(tǒng)時鐘頻率為150 MHz。T1定時器的計數方式采用連續(xù)增減模式，則T1PR的值可由以下式子計算得到。
解得T1PR=3 750。
GP2觸發(fā)定時器的中斷頻率為20 kHz，系統(tǒng)時鐘頻率為150 MHz，T2定時器的計數方式采用連續(xù)增模式，則T2PR=7 500。
(2)設置當前全比較寄存器CMPRx的值(采用對稱規(guī)則采樣法)
設三角載波的幅值為1，周期為Tc。正弦信號為ur=sinωrt，若采用對稱規(guī)則采樣法，則得到的正弦脈沖寬度為δ=Tcsinωrti。其中，ti為三角載波過零點。為了減小CPU的負擔及滿足實時性的需求，SPWM邏輯驅動信號采用查表法產生。將控制系統(tǒng)中所需的正弦基準信號制作成一個正弦數據表供查用，根據以上設計參數，一個周期內需要400點，故占空比的寬度值Duty為：
Duty=T1PR×2sin[n]
若比較方式控制寄存器ACTRA配置PWM1～PWM6均為高有效時，根據全橋雙向電流源高頻鏈逆變器的控制方式，VM1和VM4的控制脈沖由CMPR1控制，設變量
；若當VM1和VM4需要高頻斬波時，CMPR1=T1PR-CMP；若當VM1和VM4需要一直關斷時，CMPR1=0xFFFF。CMPR2，CMPR3均可以用這樣的方式設置。3 實驗結果分析
對系統(tǒng)進行實驗分析，實驗樣機參數為：輸入直流電壓為24 V，輸出電壓為220 V正弦交流電，輸出額定容量為250 VA。VM1～VM4采用MOSFET，型號為IRF2807；VM5，VM6采用MOSFET，型號為IRFPF50。高頻變壓器的磁芯為PC40 EE42／21／20，初級繞組為8匝，采用AWG#18導線5根并繞；次級繞組為127匝，采用AWG#20導線。如圖7所示。本文引用地址：http://cafeforensic.com/article/177670.htm
可以看出，在純阻性負載的情況下，uo，io的極性相同，VM5和VM6處于工頻開關狀態(tài)，兩個開關管一直處于互補工作狀態(tài)，能量僅從輸入電源流向負載。在阻感性負載時，io落后于uo，功率管VM5處于高頻開關狀態(tài)，實現(xiàn)了能量的雙向流通。當逆變器帶純阻負載時，測得的逆變器的效率為83．4％。從實驗結果驗證了該控制策略的可行性和有效性及高效率性。
4 結語
本文基于TMS320F2812設計了全數字化控制的高頻鏈逆變電源系統(tǒng)，主電路采用全橋雙向電流源高頻鏈逆變器拓撲結構，控制方案采取電壓瞬時值反饋，控制方案簡單。實驗結果驗證了全橋雙向電流源高頻鏈逆變電路在阻性負載和感性負載下的可行性。該逆變器能實現(xiàn)能量的雙向流動，具有變換效率高，體積小，重量輕等優(yōu)點，具有良好的應用前景。
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