0 引言

降低運行電壓，獲得高性能和高功率密度的下一代微處理器，對電源設計提出了更高的要求。在提高微處理器的速度和積成密度的同時降低功率損耗，所需的運行電壓降到1V以下，從而引起電源電流增大。當微處理器發(fā)生狀態(tài)轉換時，電壓調節(jié)模塊（VRM）的輸出變化率將大于50A/us。這將引起處理器電源電壓的尖峰。這些瞬時尖峰的最大值必須限制在一定范圍內，例如2％～3％甚至更低。由于處理器的電壓變低，對負載瞬態(tài)所允許電壓偏移量的要求將更為嚴格。通過使用板上VRM接近處理器的分布式功率系統（DPS），能夠用來滿足所有系統的要求?，F在大多使用的非絕緣低電壓調節(jié)器模塊（LVRM）是Buck的衍生，例如傳統Buck，同步Buck.和準方波Buck。絕緣的LVRM有對稱和不對稱的半橋，有源鉗位正激，反激和推挽。本文介紹了同步Buck變換器。傳統的同步變換器的控制技術包括PWM電壓型控制，PWM電流型控制和變頻電流型控制。重點介紹了電壓型同步變換器的滯環(huán)控制技術，它與上述其他的控制技術相比有很多優(yōu)點，例如：電路簡單，不需要反饋環(huán)路的補償，負載瞬態(tài)有近乎同步的響應，沒有限制開關導通時間等。

1 滯環(huán)控制

滯環(huán)控制，也叫做bang-bang控制或紋波調節(jié)器控制，即將輸出電壓維持在內部參考電壓為中心的滯環(huán)寬度內。圖1是滯環(huán)控制的基本原理圖。原理波形如圖2所示，在t0時刻輸出電壓vo下降到VL，此時滯環(huán)比較器的同相端輸出電壓低于反相端的參考值，比較器輸出的為高電平，開關管導通，電感充電，電感電流上升，輸出電壓上升。在t1時刻，滯環(huán)比較器的同相端輸出電壓已經增加到等于反相端的參考值，但是根據滯環(huán)比較器的特點，此時比較器還將繼續(xù)保持原來的狀態(tài)。這種狀態(tài)一直將維持到vo上升到VH時，即t2時刻，此時比較器翻轉，輸出電壓為低電平，開關管關斷，電感通過D續(xù)流，電感電流下降，輸出電壓下降，這種狀態(tài)將一直維持到t3時刻，即下一個周期的到來。

圖1 滯環(huán)控制的原理圖

圖2 滯環(huán)控制的輸出電壓、開關管兩端電壓及電感電流的波形圖

2 同步Buck變換器

2.1 同步Buck變換器的組成

同步Buck變換器是傳統Buck的一種變形。主要的開關器件采用一個功率MOSFET，驅動采用和傳統Buck變換器一樣的方式。傳統Buck變換器的整流，通常采用的是肖特基二極管，而同步Buck變換器則采用一個功率MOSFET來替代，驅動采用與主開關管互補的方式，即一個MOSFET導通，另一個則關斷。電路圖如圖3所示。

圖3 同步Buck的原理圖

2.2 同步Buck變換器與傳統Buck變換器的比較

由于MOSFET的導通電阻小于二極管的導通電阻，因此可以提高變換器的效率。在設計同步Buck變換器時，最為注意的是兩個MOSFET要交錯的導通，而避免同時導通。死區(qū)設計是有必要的。采用PSPICE仿真所得的結果如圖4和圖5所示。

圖4 傳統Buck變換器的輸出功率

圖5 同步Buck變換器輸出功率

圖4和圖5是在相同的參數下仿真所得的傳統Buck變換器和同步Buck變換器的輸出功率，可以很明顯地看出同步Buck變換器比傳統的Buck變換器在效率上得到了很大的提高，與理論分析是完全吻合的。

3 同步Buck變換器的滯環(huán)電壓控制

3.1 原理分析

滯環(huán)控制的同步Buck的原理圖如圖6所示。圖7是在一個理想情況下，參考電壓為2V，滯環(huán)寬度為50mV的理想輸出電壓的波形圖。如果輸出電壓等于或者低于參考值減去滯環(huán)寬度的一半(VL=1.975V)時，控制器就斷開低端的MOSFET開通高端的MOSFET。這是功率級的開狀態(tài)，因為它會引起輸出電壓的上升。如果輸出電壓達到或者超過參考值加上滯環(huán)寬度的一半(VH=2.025V)時，控制器就斷開高端的MOSFET并開通低端的MOSFET。這是功率級的關狀態(tài)，因為它會引起輸出電壓的下降。滯環(huán)控制的方法能保持輸出電壓在參考電壓周圍滯環(huán)寬度的范圍內。當輸出負載電流增大或輸入電壓瞬態(tài)變化而使得輸出電壓偏離到滯環(huán)寬度以外，控制器將連續(xù)不斷地開通或關斷功率MOSFET，使輸出電壓返回到滯環(huán)的范圍內，在輸出濾波允許的條件下將以最快的速度對輸出電壓進行矯正。

圖6 滯環(huán)控制的同步Buck的原理圖