摘要：探討了一種并聯(lián)有源電力濾波器的交流側(cè)濾波電感優(yōu)化設(shè)計(jì)的方法；并應(yīng)用于一臺(tái)15kVA并聯(lián)有源電力濾波器的實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ椭校M(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

關(guān)鍵詞：諧波；有源電力濾波器；濾波電感設(shè)計(jì)

0 引言

并聯(lián)有源電力濾波器是一種用于動(dòng)態(tài)抑制諧波和補(bǔ)償無功的新型電力電子裝置，近年來，有源電力濾波器的理論研究和應(yīng)用均取得了較大的成功。對(duì)其主電路（VSI）參數(shù)的設(shè)計(jì)也進(jìn)行了許多探討，但是，目前交流側(cè)濾波電感還沒有十分有效的設(shè)計(jì)方法，然而該電感對(duì)有源濾波器的補(bǔ)償性能十分關(guān)鍵。本文通過分析有源電力濾波器的交流側(cè)濾波電感對(duì)電流補(bǔ)償性能的影響，在滿足一定效率的條件下，探討了該電感的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，仿真和實(shí)驗(yàn)初步表明該方法是有效的。

1 三相四線并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)與工作原理

圖1為三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)。主電路采用電容中點(diǎn)式的電壓型逆變器。電流跟蹤控制方式采用滯環(huán)控制。

圖1 三相四線制并聯(lián)型有源濾波器的結(jié)構(gòu)

以圖2的單相控制為例，分析滯環(huán)控制PWM調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)電流跟蹤的原理。在該控制方式中，指令電流計(jì)算電路產(chǎn)生的指令信號(hào)i_c^＊與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)i_c進(jìn)行比較，兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路的PWM的信號(hào)，此信號(hào)再通過死區(qū)和驅(qū)動(dòng)控制電路，用于驅(qū)動(dòng)相應(yīng)橋臂的上、下兩只功率器件，從而實(shí)現(xiàn)電流i_c的控制。

圖2 滯環(huán)控制PWM調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)電流跟蹤的原理圖

以圖3中A相半橋?yàn)槔治鲭娐返墓ぷ鬟^程。開關(guān)器件S₁和S₄組成A相的半橋變換器，電容C₁和C₂為儲(chǔ)能元件。u_c1和u_c2為相應(yīng)電容上的電壓。為了能使半橋變換器正常跟蹤指令電流，應(yīng)使其電壓u_c1和u_c2大于輸入電壓的峰值。

（a）i_ca>0,di_ca/dt>0（b）i_ca>0,di_ca/dt0

（c）i_ca0,di_ca/dt0（d）i_ca0,di_ca/dt>0

圖3 電壓型逆變器A相工作過程圖

當(dāng)電流i_ca>0時(shí)，若S₁關(guān)斷，S₄導(dǎo)通，則電流流經(jīng)S₄使電容C₂放電，如圖3（a）所示，同時(shí)，由于u_c2大于輸入電壓的峰值，故電流i_ca增大(di_ca/dt>0)。對(duì)應(yīng)于圖4中的t₀～t₁時(shí)間段。

當(dāng)電流增大到i_ca^＊＋δ時(shí)（其中i_ca^＊為指令電流，δ為滯環(huán)寬度），在如前所述的滯環(huán)控制方式下，使得電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換到圖3(b)，即S₄關(guān)斷，電流流經(jīng)S₁的反并二極管給電容C₁充電，同時(shí)電流i_ca下降(di_ca/dt0)。相對(duì)應(yīng)于圖4中的t₁～t₂時(shí)間段。

圖4 滯環(huán)控制PWM調(diào)制器的工作狀態(tài)

同樣的道理可以分析i_ca0的情況。通過整個(gè)電路工作情況分析，得出在滯環(huán)PWM調(diào)制電路的控制下，通過半橋變換器上下橋臂開關(guān)管的開通和關(guān)斷，可使得其產(chǎn)生的電流在一個(gè)差帶寬度為2δ的范圍內(nèi)跟蹤指令電流的變化。

當(dāng)有源濾波器的主電路采用電容中點(diǎn)式拓?fù)鋾r(shí)，A，B，C三相的滯環(huán)控制脈沖是相對(duì)獨(dú)立的。其他兩相的工作情況與此相同。

2 濾波電感對(duì)補(bǔ)償精度的影響

非線性負(fù)載為三相不控整流橋帶電阻負(fù)載，非線性負(fù)載交流側(cè)電流i_La及其基波分量如圖5所示（以下單相分析均以A相為例）。指令電流和實(shí)際補(bǔ)償電流如圖6所示。當(dāng)指令電流變化相對(duì)平緩時(shí)（如從π/2到5π/6段），電流跟蹤效果好，此時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形較好。而當(dāng)指令電流變化很快時(shí)（從π/6開始的一小段），電流跟蹤誤差很大；這樣會(huì)造成補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流的尖刺。使網(wǎng)側(cè)電流補(bǔ)償精度較低。

圖5 三相不控整流負(fù)載交流側(cè)A相電流及基波分量

圖6 指令電流與實(shí)際補(bǔ)償電流波形

假如不考慮指令電流的計(jì)算誤差，則網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量即為補(bǔ)償電流對(duì)指令電流的跟蹤誤差（即圖6中陰影A₁，A₂，A₃，A₄部分）。補(bǔ)償電流

對(duì)指令電流的跟蹤誤差越?。?i>A₁，A₂，A₃，A₄部分面積越小），網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量（尖刺）也就越小，當(dāng)補(bǔ)償電流完全跟蹤指令電流時(shí)（即A₁，A₂，A₃，A₄部分面積為零時(shí)），網(wǎng)側(cè)電流也就完全是基波有功電流。由于滯環(huán)的頻率較高，不考慮由于滯環(huán)造成的跟蹤誤差，則如圖6所示網(wǎng)側(cè)電流的跟蹤誤差主要為負(fù)載電流突變時(shí)補(bǔ)償電流跟蹤不上所造成的。

分析三相不控整流橋帶電阻負(fù)載，設(shè)I_d為負(fù)載電流直流側(cè)平均值。I_p為負(fù)載電流基波有功分量的幅值，I₀=I_d。

下面介紹如何計(jì)算A1面積的大小，

在π/6ωtπ/2區(qū)間內(nèi)

i_c^＊(ωt)=I_psinωt－I_d（1）

在π/6ωtωt₁一小段區(qū)間內(nèi)，電流i_c(ωt)可近似為直線，設(shè)a₁為直線的截距，表達(dá)式為

i_c(ωt)=a₁－×t（2）

i_c(π/6)=i_c^＊(π/6)（3）

i_c(t₁)=i_c^＊(t₁)（4）

由式(1)～式(4)可以求出a₁及t₁的值。