電路功能與優(yōu)勢

圖1所示電路是基于超高動態(tài)范圍差分放大器驅動器ADL5565和11位、200 MSPS四通道中頻接收機AD6657A的65 MHz帶寬接收機前端。

四階巴特沃茲抗混疊濾波器基于放大器和中頻接收機的性能和接口要求而優(yōu)化。由濾波器網(wǎng)絡和其他阻性元件引起的總插入損耗僅為2.0 dB?？傮w電路帶寬為65 MHz，低通濾波器在190 MHz下具有1 dB帶寬，在210 MHz下具有3 dB帶寬。通帶平坦度為1dB。

該電路專為處理以140 MHz為中心、采樣速率為184.32 MSPS的65 MHz帶寬中頻信號而優(yōu)化。在65 MHz頻段內(nèi)采用140 MHz模擬輸入測得的SNR和SFDR分別為70.1 dBFS和80.9 dBc。

圖1：四通道中頻接收機前端的單通道（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）增益、損耗和信號電平10 MHz下測得值

電路描述

圖1所示電路接受單端輸入并使用寬帶寬(3 GHz) M/A-COM ECT1-1-13M 1:1變壓器將其轉換為差分信號。 ADL5565 6.0 GHz差分放大器采用6 dB增益工作時具有200 Ω的差分輸入阻抗，采用12 dB增益工作時為100 Ω，采用15.5 dB增益工作時為67 Ω。

ADL5565是 AD6657A的理想驅動器，通過低通濾波器可在ADC中實現(xiàn)全差分架構，提供良好的高頻共模抑制，同時將二階失真產(chǎn)物降至最低。 ADL5565根據(jù)輸入連接提供6 dB、12 dB和15.5 dB的增益。此電路中，使用6 dB增益補償濾波器網(wǎng)絡和變壓器（約2.1 dB）的插入損耗，從而提供4.0 dB的總信號增益。增益還有助于將放大器的噪聲影響降至最低。

AD6657A是一款四通道中頻接收機，其中將每個ADC輸出從內(nèi)部連接到數(shù)字噪聲整形再量化器(NSR)模塊。集成NSR電路能夠提高奈奎斯特帶寬內(nèi)較小頻段的信噪比(SNR)性能。

可以對NSR模塊進行編程，以提供采樣速率22%、33%或36%的帶寬。對于本電路筆記內(nèi)采用的數(shù)據(jù)，采樣速率為184.32 MSPS，且以下NSR設置適用：

NSR帶寬 = 36%

調諧字(TW) = 12

左頻帶邊緣 = 11.06 MHz（輸入 = 173.26 MHz）

中心頻率 = 44.24 MHz（輸入 = 140.08 MHz）

右頻帶邊緣 = 77.41 MHz（輸入 = 106.91 MHz）

NSR模塊的詳細工作原理請參見 AD6657A數(shù)據(jù)手冊。

抗混疊濾波器是采用標準濾波器設計程序（本例中是Agilent ADS）設計的四階巴特沃茲低通濾波器。選擇巴特沃茲濾波器是因為它具有平坦響應。四階濾波器產(chǎn)生1.03的交流噪聲帶寬比。

為了實現(xiàn)最佳性能，ADL5565應載入至少200 Ω的凈差分負載。20 Ω串聯(lián)電阻將濾波器電容與放大器輸出隔離開，當加入下游阻抗時可產(chǎn)生249 Ω的凈負載阻抗。

15 Ω電阻與ADC輸入串聯(lián)，將內(nèi)部開關瞬變與濾波器和放大器隔離開。110 Ω電阻與ADC并聯(lián)，用于降低ADC的輸入阻抗，使性能更具可預測性。

AD6657A的差分輸入阻抗與2.2 pF并聯(lián)，約為2.4 kΩ。對于該類型的開關電容輸入ADC，實部與虛部與輸入頻率成函數(shù)關系；詳細分析請參見應用筆記AN-742。

四階巴特沃茲濾波器采用50 Ω的源阻抗、209 Ω的負載阻抗和190 MHz的3 dB帶寬設計而成。濾波器的最終電路值如圖1所示。從濾波器程序生成的值如圖2所示。為濾波器無源元件選擇的值是最接近程序生成值的標準值。ADC的內(nèi)部2.2 pF電容用作濾波器設計的最終分流電容。

從本設計可以看出，最佳性能的獲得有時可以是迭代過程。濾波器程序設計值非常接近最終值，但由于存在一些板寄生電容，濾波器最終值略有不同。圖3顯示了濾波器的最終設計值。

圖

表1總結了系統(tǒng)的測量性能，其中3 dB帶寬為210 MHz。網(wǎng)絡的總插入損耗約為2 dB。圖4所示為最終濾波器電路的帶寬響應，圖5所示為SNR和SFDR性能。

表1. 電路的測定性能

圖

濾波器和接口設計程序

本節(jié)介紹放大器/ADC與濾波器接口設計的常用方法。為了實現(xiàn)最佳性能（帶寬、SNR、SFDR等），放大器和ADC應對一般電路形成某些設計限制：

放大器應參考數(shù)據(jù)手冊推薦的正確直流負載，以獲得最佳性能。

放大器與濾波器的負載間必須使用正確數(shù)量的串聯(lián)電阻。這是為了防止通帶內(nèi)的不良信號尖峰。

ADC的輸入應通過外部并聯(lián)電阻降低，并使用正確串聯(lián)電阻將ADC與濾波器隔離開。此串聯(lián)電阻也會減少信號尖峰。

此設計方法傾向于利用大多數(shù)高速ADC的相對較高輸入阻抗和驅動源的相對較低阻抗，將濾波器的插入損耗降至最低。

電路優(yōu)化技術和權衡

本接口電路內(nèi)的參數(shù)具有高互動性；因此優(yōu)化電路的所有關鍵規(guī)格（帶寬、帶寬平坦度、SNR、SFDR、增益等）幾乎不可能。不過，通過變更RA和RKB，可以最大程度地減少通常發(fā)生于帶寬響應內(nèi)的信號尖峰。

ADC輸入端的串聯(lián)電阻(RKB)應選擇為盡量減少任何殘余電荷注入（從ADC內(nèi)部采樣電容）造成的失真。增加此電阻也傾向減少帶內(nèi)的信號尖峰。

不過，增加RKB會增加信號衰減，因此放大器必須驅動更大信號才能填充ADC的輸入范圍。

優(yōu)化通帶平坦度的另一方法是略微變更濾波器分流電容。

ADC輸入端接電阻(2RTADC)通常應選擇為使凈ADC輸入阻抗介于200 Ω和400 Ω之間。降低該電阻可減少ADC輸入電容的效應并穩(wěn)定濾波器設計，但會增加電路的插入損耗。提高該值也會減少信號尖峰。

上述因素的權衡可能有些困難。本設計中，每個參數(shù)權重相等；因此所選值代表了所有設計特征的接口性能。某些設計中，可根據(jù)系統(tǒng)要求選擇不同值，以優(yōu)化SFDR、SNR或輸入驅動電平。

本設計中的SFDR性能取決于兩個因素：放大器和ADC接口元件值，如圖1所示。表1和圖5所示的最終SFDR性能數(shù)字是在優(yōu)化濾波器設計后獲得的，考慮了用于濾波器設計的板寄生電容和非理想元件。

該特定設計中可以權衡的另一因素是ADC滿量程設置。對于采用本設計獲得的數(shù)據(jù)，滿量程ADC差分輸入電壓設置為1.75 V p-p，它可以優(yōu)化SFDR。將滿量程輸入范圍更改為2.0 V p-p可稍稍改善SNR，但SFDR性能會略微降低。沿相反方向將滿量程輸入范圍更改為1.5 V p-p可稍稍改善SFDR，但SNR性能會略微降低。

請注意，本設計中的信號與0.1 μF電容進行交流耦合，以阻擋放大器、其端接電阻和ADC輸入之間的共模電壓。

無源元件和PCB寄生考慮因素

該電路或任何高速電路的性能都高度依賴于適當?shù)腜CB布局，包括但不限于電源旁路、受控阻抗線路（如需要）、元件布局、信號布線以及電源層和接地層。高速ADC和放大器PCB布局的詳情請參見教程MT-031和MT-101。

低寄生表面貼裝電容、電感和電阻應用于濾波器內(nèi)的無源元件。所選電感來自Coilcraft 0603CS系列。濾波器所用表面貼裝電容的穩(wěn)定性和精度是5%、C0G、0402型。

常見變化

針對需要更少帶寬和更低功耗的應用，可使用ADL5562差分放大器。 ADL5562的帶寬為3.3 GHz。如需更低的功耗和帶寬，還可使用 ADA4950-1。該器件的帶寬為1 GHz，僅使用10 mA的電流。

電路評估與測試

此電路使用經(jīng)過修改的EVAL-CN0259-HSCZ電路板和HSC-ADC-EVALCZ FPGA數(shù)據(jù)采集板。這兩片板具有對接高速連接器，可以快速完成設置并評估電路性能。經(jīng)過修改的AD6657AEBZ板包含依照本筆記所述進行評估的電路，HSC-ADC-EVALCZ數(shù)據(jù)采集板配合Visual Analog評估軟件和SPI控制器軟件使用，以正確控制ADC并采集數(shù)據(jù)。