1 運放的設計和優(yōu)化
1．1 運放的結構選擇
目前流行的運算跨導放大器(OTA)結構中，套筒結構有最好的性能，但輸出擺幅
受限，不適合用于低壓設計。折疊共源共柵結構有更大的輸出擺幅以及可以使輸入和輸出短接，共模輸入電平更容易選取，所以得到了廣泛的應用。本運放采用折疊共源共柵結構，總電路如圖1所示。(參見右欄)輸入管選用PMOS管，因為PMOS管的載流子遷移率低，所以要獲得相同的速度和增益，需要更大的電流和更大的尺寸，但因為它的折疊點在NMOS處而NMOS的尺寸要小于流過相同電流的PMOS的尺寸，所以折疊點的寄生電容比較小，折疊點帶來的極點高，有較好的頻率特性。另一方面，PMOS輸入管優(yōu)化了1／f噪聲。

1．2 建立時間分析及優(yōu)化
采用共源共柵結構的增益增強技術提高了直流增益，卻沒有顯著影響高頻性能，然而由于零級點對的存在，影響了運放的瞬態(tài)建立特性。下面主要分析運放建立特性，來優(yōu)化建立時間。
首先，應考察輔助運放引起偶對的原因。在忽略寄生電容作用的條件下，單極點性質的增強型運算跨導放大器(GBCA)增益?zhèn)鬟f函數為式(1)，若輔助運放采用式(2)的單極點模型近似，a0》1，得到式(3)，代入ωau=a0ωa1的條件，在ω》ωa1的頻率范圍下，開環(huán)增益為式(4)，由內部反饋環(huán)路形成的一對偶對分別為ωdz=ωau，ωdp=ωau+ω1。以偶對中數值較小的零點ωdz為參照，偶對的分離系數α為該零點的分離度與輔助運放的單位增益帶寬和主運放的主極點頻率密切相關。在以上簡單近似條件下，由于ωau與ω1無關，則當單調增加輔助運放帶寬使ω》ωa1時，形成的偶對相互間越來越靠近，對系統相位的影響可以忽略，而對瞬態(tài)特性的影響必須以閉環(huán)系統進行分析。對于F反饋系數及以上開環(huán)系統構成的閉環(huán)系統，開環(huán)系統的偶對將變成閉環(huán)系統的偶對。在ω》ωa1的頻率范圍下，有式(5)，設閉環(huán)系統在主次極點分離條件下的主極點頻率為ωi=Fωu。考慮到偶對中極點ωdp相對ωt的位置由比值系數決定，即主要由ωau與ωu的位置關系所決定，則有式(6)。

階躍響應可通過拉氏反變換得到：
瞬態(tài)特性的理論分析表明，閉環(huán)偶對的相對位置關系近似保持原有開環(huán)下的性質不變。在高頻極點的影響下，閉環(huán)主極點帶寬下降為ωt／α。根據以上的分析結果，得到GBCA電路設計步驟如下：
1)設計主運放。增益帶寬積由建立時間要求確定，相位裕度高于70度；
2)找出主運放的共源共柵(cascode)管的柵電容，作為輔助運放的負載電容；
3)設計輔助運放。增益帶寬積(GBW)略大于主運放的GBW，相位裕度高于80度。
1．3 共模反饋與偏置
共模反饋電路是全差分運放的一個不可或缺的部分。本文的主運放選用動態(tài)開關電容共模反饋，如圖2所示。選用這種結構的原因，一方面是這種共模反饋電路可節(jié)省功耗；另一方面是其共模電壓取樣電路不會限制運放的輸出擺幅。盡管其具有上述優(yōu)點，但它不適合兩個輔助運放。因為兩個輔助運放的輸出負載是主運放中共源共柵管的柵電容，它們都較小。若采用開關電容共模反饋，共模反饋電路的電容勢必更小，致使開關的電荷注入效應影響到電路的精度。此外，兩個輔助運放也是全差分的，也需要共模反饋。由于輔助運放不需要大的輸出擺幅，而且輔助運放nbooster和pbooster是接成跟隨器的形式，所以穩(wěn)定了輸入共模也就穩(wěn)定了輸出共模。

該運算放大器的主放大器和增益增強放大器使用了同一個偏置電路，偏置電路中采用了高擺幅的共源共柵電流源，如圖3所示。