0   引言

在測試測量、計量校準領(lǐng)域中，大電流源是不可或缺的儀器，在科研國防及新能源領(lǐng)域中應(yīng)用廣泛。目前，多數(shù)電流源普遍采用壓控方式，首先需要產(chǎn)生控制電壓，然后經(jīng)電壓- 電流轉(zhuǎn)換實現(xiàn)電流輸出。由于控制電壓產(chǎn)生方式、質(zhì)量，以及電壓- 電流轉(zhuǎn)換電路的實現(xiàn)方式的不同，電流源在輸出范圍和輸出精度上有較大差異。在測試系統(tǒng)、校準設(shè)備等應(yīng)用環(huán)境中，電流輸出多直接采用電流輸出型D/A 轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生，這種方式雖然精度可以達到μA 級別，但由于D/A 轉(zhuǎn)換器的輸出電流范圍較小，所以這類電流源的輸出不會超過幾mA，很難保證校準設(shè)備測試環(huán)節(jié)中動輒幾百到幾千A 的需求。針對上述問題，設(shè)計實現(xiàn)了一種數(shù)控高穩(wěn)定性大電流源系統(tǒng)，系統(tǒng)以20 位DAC 產(chǎn)生高精度控制電壓信號，采用模擬電路實現(xiàn)電壓- 電流轉(zhuǎn)換，采用磁通門傳感器、低溫漂電阻及24 位ADC 對輸出進行采樣，利用一整套系統(tǒng)進行閉環(huán)控制，確保輸出高精度和高穩(wěn)定性。

1   原理

1.1 MOS管控制電流原理

MOS 管是電壓控制器件，需要使用電壓控制G 角來實現(xiàn)對管子電流的控制。最常見的是增強型N 溝通MOS 管，使用一個電壓來控制G 的電壓，導(dǎo)通電壓一般在（2 ～ 4）V，若要完全控制，這個值一般要上升到10 V 左右。

以N 溝道MOS 管為例，Vt 是其導(dǎo)通的閾值電壓，當時，源極漏極之間隔著P 區(qū)，漏結(jié)反偏，故無漏極電流，MOS 管不導(dǎo)通；當時柵極下的p型硅表面發(fā)生強反型，形成連通源區(qū)和漏區(qū)的N 型溝道產(chǎn)生漏極電流ID，MOS 管導(dǎo)通。

對于恒定Vds，Vgs 越大，則溝道中可移動的電子越多，溝道電阻就越小，ID 就越大，當然這個Vgs 大到一定值，電壓再大，ID 也不會再有太大的變化了。MOS 管的漏、源、柵極都有寄生電容，分別是C_ds、C_gd 和C_gs，如圖1 所示。

圖1 MOS管的寄生電容

其中

C_ds = C_oss（輸出電容）；

C_gd + C_gs = C_iss（輸入電容）；

圖2 MOS管開關(guān)過程中柵極電荷特性

圖2中，V_TH 為開關(guān)閾值電壓；V_GP 為米勒平臺電壓；V_CC 為驅(qū)動電路的電源電壓；V_DD 為MOS 關(guān)斷時D 和S極施加的電壓。

T1 階段：當驅(qū)動開通脈沖加到MOS 管的G 極和S極時，輸入電容Ciss 充電直到MOS 管開啟為止，開啟時有Vgs = Vth，柵極電壓達到Vth 前，MOS 管一直處于關(guān)斷狀態(tài)，只有很小的電流流過MOS 管，Vds 的電壓Vdd 保持不變。

T2 階段：當Vgs 到達Vth 時，漏極開始流過電流ID，然后Vgs 繼續(xù)上升，ID 也逐漸上升，Vds 保持VDD 不變，當Vds 到達米勒平臺電壓Vgp 時，ID 也上升到負載電流最大值ID，VDS 的電壓開始從VDD 下降。

T3 階段：米勒平臺器件，I_D 繼續(xù)保持I_D 不變，V_DS電壓不斷降低，米勒平臺技術(shù)時刻，I_D 電流仍維持，V_DS 電壓降到一個較低的值。米勒平臺的高度受負載電流的影響，負載電流越大，則I_D 到達此電流的時間就越長，從而導(dǎo)致更高的V_GP。

T4 階段：米勒平臺結(jié)束后，I_D 電流仍維持，V_GS 電壓繼續(xù)降低，但此時降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后穩(wěn)定在V_DS = I_D × R_ds，因此通?？梢哉J為米勒平臺結(jié)束后MOS 管基本上已經(jīng)導(dǎo)通，為了減少開通損耗，一般要盡可能減少米勒平臺的時間。

2   設(shè)計

2.1 總體方案設(shè)計

電流源的系統(tǒng)框圖如圖3 所示，整個系統(tǒng)分為輸出部分和回采調(diào)整部分。

圖3 系統(tǒng)總體框圖

輸出部分負責控制電壓的產(chǎn)生，經(jīng)過調(diào)理電路，控制大功率MOS 管，進而控制流經(jīng)MOS 管的電流?；夭刹糠种饕獙崿F(xiàn)輸出電流信號的采樣，大電流信號經(jīng)過磁通門傳感器轉(zhuǎn)換為小電流信號，再經(jīng)過采樣電阻轉(zhuǎn)換為電壓信號，計入模數(shù)轉(zhuǎn)換器采集，經(jīng)過數(shù)據(jù)處理，再控制輸出部分，調(diào)整輸出信號，達到動態(tài)調(diào)整輸出、輸出保持高穩(wěn)定的目的。

2.2 硬件電路設(shè)計

2.2.1 電壓基準模塊

無論是模數(shù)轉(zhuǎn)換器或數(shù)模轉(zhuǎn)換器，想要實現(xiàn)高性能，都需要一個高穩(wěn)定性的基準電壓。LM399 保證5×10-7/℃的極低溫漂系數(shù)，同時具有20 μV_RMS 最大噪聲，滿足系統(tǒng)對基準的要求，其硬件電路圖如圖4 所示。

圖4 電壓基準模塊

LM399 為固定6.95 V 并聯(lián)基準，不在AD5791 和CS5532 所容許的基準電壓范圍內(nèi)，需要配合低溫漂電阻和儀用放大器AD8675 調(diào)節(jié)電壓，以達到模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器基準范圍。

2.2.2 數(shù)模轉(zhuǎn)換器模塊

數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的精度決定了輸出系統(tǒng)的精度和調(diào)節(jié)能力，本文選擇ADI 的AD5791 作為DAC，該DAC 具有20 bit 分辨率，1 μs 建立時間，滿足大部分科研項目要求，且支持雙極性輸出，應(yīng)用更加廣泛，其硬件電路如圖5 所示。

圖5 數(shù)模轉(zhuǎn)換器電路

AD5791 是一款高精度、快速建立、單通道電壓輸出DAC，分辨率可達10-6，此類DAC 對基準和電源要求較高，內(nèi)部無緩沖，所以在硬件設(shè)計中加入了外部緩沖電路，保證電壓控制型號的穩(wěn)定和精準。

2.2.3 誤差放大電路

電流源在輸出時，輸出信號會隨著環(huán)境的變化產(chǎn)生波動，為了保持輸出的穩(wěn)定，就需要設(shè)計電路在輸出信號波動的時候可以自動調(diào)整控制型號，保證輸出的穩(wěn)定性。本設(shè)計使用誤差放大電路解決這個問題，硬件設(shè)計如圖6 所示。

圖6 誤差放大電路

解決波動可以使用數(shù)字或模擬兩種方式解決，數(shù)字電路反應(yīng)速度嚴重依賴于硬件處理速度，且電路復(fù)雜，模擬電路反應(yīng)迅速且電路簡單，對于本系統(tǒng)環(huán)境，使用模擬電路解決更為適合。

誤差放大電路的作用是通過比較取樣電壓，亦稱反饋電壓與基準電壓之間的誤差值來產(chǎn)生誤差電壓，進而調(diào)節(jié)晶體管的壓降，使輸出電壓維持不變，在基準電壓穩(wěn)定的前提下，誤差放大器是影響線性穩(wěn)壓器性能的關(guān)鍵因素。

差分輸入式放大器的簡化電路如圖7所示。

圖7 誤差放大器簡圖

當電源電壓U_CC和芯片溫度保持恒定時，由誤差放大器輸出的誤差電壓為：

式中：A_VO為放大器的開環(huán)增益；β 為反饋系數(shù)，由上式解出：

當A_VO接近于無窮大時：

在U_REF和A_VO保持不變的情況下，誤差電壓Ur 的溫漂通常為±（5.0 ～ 15）μV/℃，這會導(dǎo)致Ur 成比例的變化，解決方法是使誤差放大器的輸入晶體盡可能匹配，并使反饋系數(shù)β = 1，此外，當電源電壓U_CC變化時，Ur 也隨之改變，利用A_VO、電源抑制比（PSRR）和共模抑制比（CMRR）都很高的放大器能減少這種影響。AD8675 具有極低電壓噪聲、軌到軌輸出擺幅和低輸入偏置電流的優(yōu)點，且電源抑制比和共模抑制比都可以達到130 dB 以上，符合系統(tǒng)設(shè)計要求。

2.2.4 數(shù)據(jù)采集模塊

數(shù)據(jù)采集模塊實現(xiàn)了輸出信號的采樣功能，是保證系統(tǒng)性能主要的模塊，其硬件設(shè)計電路如圖8 所示。

圖8 信號調(diào)理電路

圖9 模數(shù)轉(zhuǎn)換電路

模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用CS5532，它采用電荷平衡技術(shù)，有24 位性能，對科研醫(yī)療應(yīng)用中測量低電平單極或雙極信號進行了優(yōu)化，同時包含超低噪、斬波穩(wěn)定式測量放大器、數(shù)字濾波器和四階Delta Sigma 調(diào)制器，具有出色的性能和穩(wěn)定性，足以應(yīng)對本系統(tǒng)設(shè)計要求。

CS5532 的基準電壓同樣由LM399 經(jīng)運放調(diào)理得出，與AD5791 使用同一基準源，統(tǒng)一基準性能的同時，這種設(shè)計方式可以在系統(tǒng)遇到異常情況時輸出控制和輸入采樣所遭遇的偏差一致，增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

2.3 軟件控制部分

數(shù)字控制器采用意法半導(dǎo)體的高性能MCU STM32F407VE，該MCU 具有高達168 MHz 的主頻和192 kB內(nèi)部RAM 空間，包含3 個硬件SPI 模塊，用于與模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的通信和控制，同時該MCU 支持DSP 指令，使數(shù)據(jù)處理的性能大大增加，系統(tǒng)反饋速度更快、更及時。

軟件控制部分設(shè)計框圖如圖10 所示。

圖10 軟件設(shè)計框圖

系統(tǒng)上電開始，軟件首先進行硬件的初始化工作，并配置系統(tǒng)硬件到安全狀態(tài)，配置完成后，啟動用戶界面，等待用戶操作。系統(tǒng)在輸出狀態(tài)會先輸出一個接近設(shè)定值的初始輸出值，由于輸出的是電流信號，實際輸出信號會隨著負載的變化而變化，軟件不斷通過數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)回讀輸出值，這些數(shù)據(jù)經(jīng)過計算得出調(diào)節(jié)值。計算選擇PID 算法，PID 算法是動態(tài)控制過程比較常用的算法，經(jīng)過調(diào)教，算法能夠在動態(tài)過程中快速、平穩(wěn)、準確地得到良好的效果。使用算法得出的調(diào)節(jié)值能夠再控制信號輸出系統(tǒng)調(diào)整輸出信號，保證輸出信號的穩(wěn)定性和高精度。

2.4 電流源高精度的實現(xiàn)

2.4.1 控制電壓

控制電壓由AD5791 經(jīng)過外部緩沖電路輸出初始信號，基于AD5791 和LM399 基準電壓的性能保證信號的穩(wěn)定性，LM399 基準電壓經(jīng)過AD8675 運放搭建的調(diào)節(jié)電路輸出10 V 基準電壓，AD5791 可輸出（0 ～ 10）V的控制電壓。AD5791 的零點誤差可以通過數(shù)字輸入補償，不會引起輸出誤差。

誤差放大電路由AD8675 儀用放大器搭建，該運放噪聲極低，偏置很小，并可通過AD5791 補償部分中和，這部分誤差不會影響系統(tǒng)指標。

2.4.2 輸出采樣系統(tǒng)

系統(tǒng)輸出電流信號高達300 A，無法直接使用采樣電阻采樣，本文使用磁通門傳感器技術(shù)將輸出信號進行1:1 000 變比，轉(zhuǎn)化為小電流信號，磁通門傳感器相較于霍爾傳感器，精度更高、抗干擾能力更強的優(yōu)點，系統(tǒng)采用的磁通門傳感器精度可達10-6/℃。

采樣電阻是采樣電路重要的一環(huán)，本文采用Vishay公司的VPR221t 系列電阻作為采樣電阻，電阻具有2×10-6/℃溫漂，且工作溫度范圍為（-55 ～ 150）℃，具有極高的穩(wěn)定性。

當電流信號經(jīng)過采樣電阻轉(zhuǎn)化為電壓信號之后，進入調(diào)理電路，調(diào)理到合適的電壓范圍，即可使用模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行數(shù)據(jù)采集。CS5532 具有24 bit 分辨率，采樣誤差在10-6 內(nèi)，保證系統(tǒng)性能。

3   實驗結(jié)果

使用FLUKE 公司的8 位半數(shù)字表8508A 和精度為10-6 的電流傳感器對系統(tǒng)性能進行測試，測試結(jié)果如圖11 所示。

圖11 測試結(jié)果

通過實驗驗證，高穩(wěn)定性大電流信號源系統(tǒng)在較大的輸出范圍下能保證高精度和高穩(wěn)定性，可以為工作人員設(shè)計系統(tǒng)、測試電路提供更多便利，目前已應(yīng)用在計量校準工作中。

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（本文來源于《電子產(chǎn)品世界》雜志社2021年11月期）