●Fairchild 的 PSR 拓?fù)浒?TRUECURRENT技術(shù)，業(yè)界領(lǐng)先的恒流性能 ±3 %，提供始終如一的高質(zhì)量光照射。

●解決方案已采用隔離方式。

●單級反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可滿足

功率因數(shù)和總體諧波失真要求。

初級端調(diào)節(jié)反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作于兩種模式：恒定電壓 (CV) 和恒定電流 (CC)。LED 驅(qū)動器應(yīng)在恒流模式下運(yùn)行，以便更好地控制 LED 燈串的照明亮度輸出。圖 15 顯示 PSR 調(diào)節(jié)反激的 I-V 特性。

圖15：初級端調(diào)節(jié)反激式 LED 驅(qū)動器的 I-V 輸出特性

PSR最好采用非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)，因?yàn)榇四Ｊ街С指玫妮敵稣{(diào)節(jié)。典型的波形如 圖 16所示。

圖16：DCM反激式轉(zhuǎn)換器的波形

當(dāng)工作在恒定電壓調(diào)節(jié)模式下時，在電感器電流放電時間 tDIS 期間，輸出電壓與二極管正向電壓降之和會反射回輔助繞組端。由于二極管正向電壓降隨電流減少而減少，輔助繞組電壓反映了二極管導(dǎo)通時間 tDIS結(jié)束時的輸出電壓。通過在二極管導(dǎo)通時間結(jié)束時對輔助繞組電壓進(jìn)行采樣，可以獲得輸出電壓信息。

當(dāng)工作于恒定電流調(diào)節(jié)模式下時，使用峰值漏極電流 IPEAK和電感器電流放電時間 tDIS 以估算出輸出電流，因?yàn)檩敵鲭娏髋c在穩(wěn)定狀態(tài)下與二極管電流的平均值相同。采用 Fairchild 的 TRUECURRENT技術(shù)，恒流輸出可得到更準(zhǔn)確地控制。

最后我們將討論P(yáng)AR16、20、30、38燈LED驅(qū)動器設(shè)計。

PAR16、20、30、38 燈 LED 驅(qū)動器設(shè)計

這是我們LED照明趨勢的最后一部分。在這一部分我們將談?wù)凱AR16、20、30、38 燈驅(qū)動器。這些燈型均為交流電壓輸入，額定功率在 4 W~20 W 之間，燈座為螺口型 E26/27 或 2 引腳型 GU10，如 圖 17所示。

圖17：PAR 燈尺寸示例(L： 95mm, D: 92mm, B: 26mm)

因較大的燈體積，有了更多空間來容納 LED 驅(qū)動器解決方案。功率因數(shù)和低總體諧波失真仍為強(qiáng)制性要求。

PAR16、20、30、38 燈 LED 驅(qū)動器設(shè)計面臨的挑戰(zhàn)

LED 驅(qū)動器設(shè)計人員可以選擇 PSR PFC 反激，即單級 PFC 反激。 然而，對于這種反激式驅(qū)動器，當(dāng)這些LED 燈功率較大時可在通過 MOSFET上產(chǎn)生較高的 Vds,peak，因而需要 BVDss 額定值較高的 MOSFET 產(chǎn)品。 BVDss 額定值必須降額來適應(yīng)高電壓尖峰。 圖18顯示電壓尖峰為Vds,peak = Vin+nVo+Vos之和。其中，nVo是反射的輸出電壓，也稱為 Vro。

圖18：Vds,peak 與 MOSFET 降低額定值

緩沖器用于限制 Vos 峰值電壓尖峰，但會消耗能量，從而降低 LED 驅(qū)動器的效率：

PAR16、20、30、38 燈-Fairchild解決方案

以前博客中介紹的 PSR PFC 解決方案對該 LED 驅(qū)動器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍然是一個好的選擇。 然而，在某些設(shè)計中，另一個好的解決方案是具有 CRM PFC 功能的單級反激式控制 PWM IC。 其優(yōu)點(diǎn)是設(shè)計復(fù)雜性低、效率良好。 與復(fù)雜的兩級方法解決方案相比，單級功率因數(shù)校正方案提供了高功率因數(shù)和低總諧波失真，且不需要輸入大容量電解電容。 圖 19 為單級功率因數(shù)校正的基本線路圖。

圖19：典型單級功率因數(shù)校正反激式解決方案原理圖

Fairchild 的解決方案如表4所示，單級反激式解決方案與兩級方法解決方案的比較如表5所示。

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